venerdì 30 novembre 2012

LESA-2012 - Nuova vita per un vecchio mulo

Prima di addentrarci in altri articoli (e progetti) dell'impegno che ha richiesto quello - per me - appena concluso sul JLH2012, un minimo di relax fa tutto tranne che male! :-) Voglio qui riproporre, aggiornato quanto basta, lo schema di un vecchio, vecchissimo "mulo" che, nel campo dei finali a transistori di piccola e media potenza (tra i 15 e i 30, massimo 40 watt per canale) ha equipaggiato elettroniche commerciali e kit di ogni genere (e di ogni livello di prezzo) per quasi due intere generazioni. In effetti lo schema di base da cui deriva l'amplificatore che sto per proporvi, se non ha ancora raggiunto i cinquant'anni, i quaranta li ha comunque "suonati" da un pezzo.
Il nome assegnato a questo progetto è un omaggio a un amplificatore che venne prodotto dalla Lesa senza essere mai commercializzato a causa del fallimento di questa azienda (avvenuto nel 1972) e che, rivenduto dai commercianti di risulta dell'epoca sia sotto forma di amplificatore puro che accompagnato da un giradischi-cambiadischi Garrard non da urlo ma comunque dignitoso (1), ha lasciato un inaspettato quanto ottimo ricordo in chi al tempo ne venne in possesso, anche a prescindere dal prezzo, già all'epoca proprio "da recupero perdite".

Stadio finale dell'amplificatore LESA da me modificato nella sua ultima versione operativa (1995-2002)

Lo schema qui si vede il risultato ultimo delle modifiche che apportai negli anni novanta al Lesa in mio possesso per renderlo più conforme alle mie idee di allora (già piuttosto definite nonostante la mia esperienza di allora fosse soltanto un'ombra di quella acquisita in seguito e nonostante il fatto che a quel tempo Douglas Self neppure sapevo chi fosse!). Dell'originale il circuito conserva grosso modo lo scheletro con però importanti modifiche sia al VAS (fondamentale per le sue prestazioni) sia allo stadio finale (di importanza più relativa),  A parte i finali 2N3055 tutti gli altri transistor sono stati sostituiti da equivalenti in quanto gli originali (BC109B, BC177B, BC301, BC302, BC304 sostituiti da BC550C, BC557B, BD137 e BD138 - Il BD 137 usato come Vbe multiplier sostitusce un BC108B originariamente utilizzato con la stessa funzione) sono ormai tutti fuori produzione da almeno 30 anni.
La particolarità  principale di questo schema, altrimenti relativamente convenzionale, è l'uso di un'alimentazione separata per la parte di segnale e per quella di potenza, essenziale sia per le prestazioni generali sia per assicurare un adeguato SVR nei confronti dell'alimentazione anche in assenza di un elevato tasso di retroazione (qui abbastanza modesto - 630 volte, 55 dB circa), oltretutto di circa un ordine di grandezza inferiore a quello dell'originale che già di suo era tutto tranne che da brivido. Il tasso di retroazione più basso è tuttavia ricambiato da una maggior costanza e stabilità del guadagno, che già ad anello aperto è praticamente indipendente dalle magagne del carico (un concetto a cui già  allora tenevo molto e che in seguito si è rivelato di importanza capitale - una vera e propria conditio sine qua non per garantire la neutralità  timbrica di un amplificatore sia rispetto al contenuto in frequenza del segnale sia rispetto alla potenza erogata in funzione di questo).
La banda passante ad anello aperto superava i 5 kHz, con una larghezza di banda (e una linearità ) ad anello chiuso spropositata fintanto che lo stadio di uscita funzionava in classe A ai bassi livellli che però crollava drasticamente non appena lo stadio di uscita cominciava a commutare tra i due finali quando la richiesta di potenza da parte del carico spingeva lo stadio di uscita a lavorare in classe AB. In cuffia, un carico sul quale non commutava mai, era semplicemente irraggiungibile da qualsiasi altro amplificatore mi potessi permettere a quel tempo (e per dovere di cronaca va ammesso che, allora come oggi, non è che potessi poi permettermi chissà che cosa!).

L'amplificatore aveva in origine un problema, tipico di molte elettroniche europee sue contemporanee, di transienti ("bump") all'accensione che avrebbe richiesto un circuito di protezione per i diffusori. Il problema lo risolsi un giorno quando, provando un Denon PMA-502 che avevo trovato d'occasione per sostituire il LESA (e che, come scoprii più tardi, era suo contemporaneo e adottava sostanzialmente lo stesso tipo di amplificatore di potenza con la sola variante - lussuosa per la sua epoca - di adottare uno stadio di uscita in simmetria complementare anziché quasi complementare), decisi dopo averlo sentito, di trapiantarci dentro il finale del LESA, tenendo però tutto il resto, incluso il circuito di protezione delle uscite. Del finale Denon originale conservai poi i soli circuiti stampati, mentre tutto il resto fu diligentemente fatto a pezzi e conservato nei cassettini dei componenti di recupero...
Il Denon "transgenico"  tenne campo dal 1995 fino a tutto il 2002, fin quando venne sostituito da un ottimo Grundig SV85 d'occasione anch'esso che lo "archiviò" definitivamente (per finire poi a sua volta "archiviato" quattro anni dopo da un altro Grundig, il receiver R25, tuttora felicemente in servizio nonostante gli oltre 30 anni di onesta carriera - entrambi i Grundig hanno poi subito pochissime modifiche, una lusinghiera testimonianza questa della loro qualità tecnica e timbrica, soprattutto se confrontato con un altro paio di amplificatori "famosi" che, quando me li trovai in mano, li ricostruii quasi per intero!) 

Lo schema originale del LESA

Lo schema e i commenti autobiografici sopra riportati si riferiscono, come già  accennato, ad una situaizione ormai da tempo evolutasi rispetto a quella di partenza. E per capire come arrivare a questo punto (e superarlo) occorre necessariamente ripartire dalle origini, sintetizzate dallo schema  sottostante:

Lo schema originale della sezione di potenza del LESA
Lo schema originale dello stadio di uscita del LESA, non ha in sé nulla di innovativo rispetto ai suoi contemporanei; ne rappresenta però una delle versioni più corrette e aggiornate disponibili ai suoi tempi e questo è già  una preziosa testimonianza del valore dell'ignoto progettista che ai tempi lavorava in questa azienda; se l'azienda non fosse fallita a metà  degli anni settanta del secolo scorso avremmo sicuramente visto uscire da essa proposte molto interessanti dal punto di vista tecnico.
Essa fu in effetti tra le prime vittime di una crisi che, di lì a un decennio, portò alla pressoché completa scomparsa  dell'industria italiana di elettronica di consumo e che a livello europeo provocò l'estinzione di parecchi nomi illustri - di molti dei quali rimasero in circolazione giusto i marchi, il cui prestigio però faceva ora guadagnare padroni diversi da quelli che li avevano creati - e costrinse persino la Philips, entro i primi due anni dell'ultimo decennio del secolo, ad un "ridimensionamento" (ma sarebbe meglio definirla una strage) delle proprie attività  che, tra licenziamenti, vendite e delocalizzazioni,  ridusse il personale impiegato da 165.000 persone a circa 55.000 superstiti (prevalentemente impiegati nei settori più redditizi ad alta tecnologia: la parte consumer dell'azienda con produzione basata in Europa venne comunque liquidata per intero: in parte venduta e in parte semplicemente smantellata).

Tornando a noi, lo schema di questo amplificatore per quanto al giorno d'oggii possa apparire scarno o non ottimale, ai tempi in cui nacque rappresentò un ottimo compromesso tra prestazioni e costi che, legati com'erano ai prezzi dei singoli semiconduttori, allora piuttosto salati, portavano quasi naturalmente i progettisti a "spremere" da ciascun transistor tutto quello che era possibile estrarne rispetto a qualunque prestazione si tenesse in considerazione sulle altre. In questo caso le prestazioni non sono certo da primato al banco da misura (al più scende, ai bassi livelli di uscita, a cifre intorno allo 0.01% di THD. ovvero -80 dB che è comunque un risultato tutt'altro che disprezzabile) ma li ottiene con livelli di controreazione ancora ragionevoli, grazie soprattutto ad un guadagno ad anello aperto sufficientemente elevato (compreso tra gli 80 e i 90 dB) da garantire buone prestazioni (e soprattutto prestazioni oneste), senza però arrivare ai "primati" di un amplificatore operazionale che in realtà  poi è in grado di garantirli solo su bande passanti limitate e francamente ridicole se confrontate con quelle normali in uso nella riproduzione audio (che, non va dimenticato, dal punto di vista elettronico, coprendo ben tre decadi di frequenza, pone problemi di linearità che, pur non insormontabili, non sono nemmeno banali).

Il guadagno di anello, valido per gli schemi visti qui all'inizio, si situa tra i 50 e i 60 dB a seconda della potenza di uscita (in diminuzione al crescere di quest'ultima) e di un'ottimizzazione più o meno spinta dei vari stadi; un valore tutt'altro che esagerato e, soprattutto, adeguatamente lontano dai limiti di stabilità  che in questo circuito, ai tempi, erano soprattutto legati alla velocità  degli stadi di uscita, piuttosto tranquilla e che proprio per questo tendevano a divenire abbastanza pericolosi in presenza di guadagni di anello esagerati (e di bande passanti troppo estese che ne conseguivano) e di carichi eccessivamente reattivi già  in banda audio.
In realtà  questo era e sarebbe ancora oggi un ottimo amplificatore domestico se le pressioni del mercato, in mancanza di idee migliori da proporre, non avessero spinto la corsa delle prestazioni al di là di ogni reale necessità legata alla riproduzione audio domestica, spingendo le prestazioni strumentali delle elettroniche in un campo forse più adatto a qualificare degli strumenti di laboratorio che non amplificatori destinati all'ascolto della musica. Sia come sia, questo amplificatore fu pian piano messo da parte via via che la costante discesa dei prezzi di vendita dei semiconduttori permetteva sempre più di allentare le maglie del controllo (prima assolutamente ferree) dei costi della componentistica dei singoli stadi di un circuito.

I miglioramenti che gradualmente vennero introdotti furono sostanzialmente quattro (anche in ordine cronologico):
1) la sostituzione dello stadio di uscita quasi complementare con uno complementare che, al tempo in cui avvenne il passaggio, era ritenuto migliore, cosa che però successivamente si dimostrò vera soltanto sulla carta ma non nella realtà concreta, in cui perlopiù i transistori cosiddetti "complementari" erano di fatto (anche per inderogabili ragioni fisiche) tutto fuorché davvero tali.
2) la sostituzione della rete passiva di polarizzazione degli emettitori del differenziale di ingresso con un generatore di corrente atto a migliorarne in maniera decisa la reiezione di modo comune e quindi anche l'immunità  ai disturbi di alimentazione.
3) la sostituzione della rete di carico a bootstrap sul VAS con un secondo generatore di corrente in grado di rendere le prestazioni del VAS meno influenzabili dalle magagne circolanti sulle linee di alimentazione, soprattutto quando lo stadio finale lavora a media o a piena potenza, con variazioni di corrente di uscita molto ampie.
4) la rielaborazione della parte di circuito compresa tra l'uscita del differenziale e l'ingresso del VAS che, sostituendo i resistori di carico con specchi di corrente e interponendo un'ulteriore stadio inseguitore di emettitore come amplificatore di corrente, mirava da un lato a ridurre le distorsioni prodotte da non linearità asimmetriche e dall'altra a rafforzare l'identità di tutta l'amplificazione di segnale che, in misura molto maggiore che in passato, diveniva ora un unico blocco generatore di valori astronomici di transconduttanza, essenziali per garantire con poca spesa (e senza aumentare il numero effettivo degli stadi)  enormi guadagni ad anello aperto (con punte anche di 120-130 dB prima dell'applicazione di qualsiasi compensazione - ovvero cento e passa volte superiori a quanto ottenuto in precedenza -  pari a un guadagno grezzo di tensione superiore ai tre milioni di volte), a loro volta indispensabili per "restare in gara" nella corsa a inanellare più zeri possibili dopo la virgola prima di qualunque cifra significativa.

Reiezione ai disturbi di alimentazione (SVR)

Di questo circuito, nella forma proposta nel secondo dei due schemi visibili più sopra, faremo ora delle simulazioni di studio per individuarne i pregi e i difetti, soprattutto in vista del fatto che questi ultimi, pur attenuati dall'uso di tassi di controreazione molto più elevati, sono condivisi in toto anche da tutti i suoi eredi più o meno diretti, inclusa la sua espressione ultima costituita dal cosidetto "Blameless Amplifier" proposto da D. Self nei suoi libri sugli amplificatori di potenza. Qui sotto lo schema utilizzato per le simulazioni su LTSPICE con il minimo di ritocchi indispensabili a renderlo operativo con i modelli dei  transistori ancora oggi in produzione e per renderlo un po' più genericamente rappresentativo rispetto all'utilizzo medio dell'epoca, che in genere vedeva anche l'impiego di uno zener di stabilizzazione e filtraggio sulla rete di polarizzazione degli emettitori del differenziale di ingresso.

Il circuito originale dello stadio di uscita del LESA adattato per la simulazione su LTSPICE
Le prestazioni grezze rivelate dal simulatore sono, senza ulteriori provvedimenti, decisamente mediocri, confermando una regola non scritta ma piuttosto ben verificata nella pratica della progettazione elettronica, che se un circuito viene progettato solo guardando al risparmio allora saranno al risparmio pure le prestazioni risultanti. E questo indipendentemente dalla sofisticazione propria del circuito esaminato: il risparmio più pernicioso non sta tanto nel risparmio sulla componentistica ma piuttosto sul lavoro mentale che occorre metterci per cavarne le prestazioni migliori.
Come si può vedere, allo scopo di ottenere risultati più realistici, il circuito simulato include anche il suo alimentatore con la sole concessione di usare dei generatori di tensione al posto dei secondari di un trasformatore reale, stante le non piccole difficoltà che comporta la simulazione efficace di quest'ultimo componente (simulare un trasformatore reale richiede un circuito equivalente abbastanza complesso e spesso da adattare caso per caso; complessità  peraltro in linea con la fisica del dispositivo reale, che è decisamente qualcosa di più di qualche metro di filo avvolto attorno a un po' di lamierini di ferro al silicio).

Per cominciare a farsene un'idea si osservi il grafico sottostante che riporta il segnale di uscita  che, pur in completa assenza di segnale di ingresso, comunque "rraspira" dall'alimentatore.


LESA 1972 originale - Residui di alimentazione in uscita in assenza di segnale di ingresso. 

Nel grafico la traccia arancione rappresenta il segnale di uscita al netto di ogni offset in continua; quella azzurra rappresenta il ripple presente sull'alimentazione positiva al netto della tensione continua e ridotto ad un centesimo dell'ampiezza effettiva per facilitare il confronto con il segnale di uscita, rappresentato ad ampiezza intera; quella verde infine rappresenta l'analogo ripple presenta sull'alimentazione negativa che, sempre per facilitare il confronto, è stato sia ridotto alla stessa ampiezza del ripple presente sul ramo positivo, sia rappresentato con una frequenza distintamente diversa (230 Hz contro i 130 Hz del primo - le frequenze sono completamente arbitrarie e scelte con il solo criterio di averle nettamente distinguibili nel grafico). Buon ultimo, entrambe le tracce del ripple sono state sfalsate di +/- un millivolt rispetto alla traccia dell'uscita per evitare che si formasse un minestrone grafico illeggibile.

Il primo dato interessante da rilevare è che, ai fini del SVR, conta soltanto il ripple presente sulla linea alla quale è ancorato in continua il VAS; l'altro lato è praticamente ininfluente. Questo suggerisce che se il lato a cui il VAS è ancorato fosse, anziché un ramo dell'alimentazione, il lato massa di una alimentazione SINGOLA, il ripple cesserebbe di essere una noia di cui preoccuparsi. Invece, poiché si tratta di una alimentazione DUALE, non solo il ripple è un problema serio ma la sua reiezione rispetto al segnale è, in questo circuito, di fatto completamente dipendente dal guadagno di anello: detto in altro modo, se si riduce il tasso di retroazione si riduce anche la reiezione ai disturbi dell'intero circuito che, in questo caso, raggiunge a stento i 46 dB sul lato più sensibile. Vediamo  ora le conseguenze di questo fatto.
1) Essendo la SVR definita dal tasso di retroazione essa, in virtù delle necessarie compensazioni per assicurare la stabilità  in frequenza, decresce di pari passo con il tasso medesimo, riducendosi, nella parte alta della banda audio, a valori semplicemente pietosi.
2) L'effettiva ragione per cui il ripple, nonostante una reiezione cosìscarsa si sente poco (ma non pochissimo...) è dovuta unicamente al fatto che, in assenza di segnale, il valore assoluto del ripple è già  basso di suo (nell'esempio siamo intorno ai 110 mV picco-picco) mentre in presenza di segnale l'ampiezza di questo "maschera" il ronzio nonostante lo stesso aumenti in misura più che notevole a causa del maggiore assorbimento dall'alimentatore di corrente da destinare al carico di uscita.
3) Per la stessa ragione prima evidenziata NON È praticamente possibile realizzare con questo circuito un amplificatore in classe A realmente privo di ronzio; anzi, anche il livello di bias a riposo dello stadio di uscita in classe AB deve essere contenuto entro lo stretto indispensabile.
4) A causa della progressiva riduzione del SVR al crescere della frequenza, l'amplificatore si ritrova sempre più inerme nei confronti del ripple a frequenza del segnale audio generato dal suo stesso stadio di uscita che, rientrando praticamente senza ostacoli nell'ingresso, trasforma tutto il circuito in un forte generatore di distorsione di intermodulazione (anche prossima alla soglia "fatidica" dell'1 per cento, qui decisamente più udibile della distorsione armonica) soprattutto nella parte alta dello spettro audio, ovvero proprio nella regione in cui produce i danni maggiori.

A questo riguardo è importante sottolineare che l'aumento di distorsione è solo parzialmente dovuto alle non linearità intrinseche del circuito: la componente maggiore  in realtà  è dovuta in maggior misura proprio all'ampiezza elevata del segnale di autointerferenza che proviene dallo stadio di uscita, il quale utilizza l'impedenza interna dell'alimentatore come vero e proprio carico spurio su cui generare la componente del segnale di uscita che, IN PARALLELO al percorso della retroazione, rientra in circolo attraverso i singoli stadi che compongono l'intero amplificatore dall'ingresso all'uscita.
Da questo punto di vista, dei due stadi che precedono quello di uscita - ingresso e VAS - il più esposto e indifeso è proprio il VAS, che esibisce, a causa della corrente a cui deve lavorare, una impedenza di uscita di collettore decisamente più bassa (di circa un ordine di grandezza) di quella propria dello stadio di ingresso, comportandosi quindi, rispetto a quest'utlimo, come un generatore di corrente meno rigido e complessivamente più "traspirante" nei confronti dei disturbi di alimentazione che, attraverso di esso, arrivano all'uscita sovrapponendosi al segnale che si vuole riprodurre.
Oltre alla componente che filtra atraverso il VAS vi è però anche una seconda componente, costituente circa il 20-25 per cento del totale, che comunque filtra anche attraverso lo stadio di ingresso e che viene rimesso in circolo con il segnale da riprodurre a cui in effetti si sovrappone divenendo così una vera e propria componente del segnale audio presente all'ingresso che, come tale, non è più correggibile dalla retroazione. Detto in altro modo, se da una parte i danni inflitti da questa componente al segnale da riprodurre sono di ampiezza più modesta, essi sono però anche più definitivi e irrimediabili.

Per porre rimedio a questa situazione si possono seguire diverse strade, ognuna con i suoi pro e contro. Di queste la più semplice e allo stesso tempo rispettosa delle caratterstiche del circuito è quella di separare le alimentazioni dedicate allo stadio finale da quelle dedicate a tutto quel che lo precede, ovvero il VAS e lo stadio di ingresso. Oppure interporre una cella RC di tiltro tra lo stadio di uscita e quanto lo precede; nello schema seguente vengono impiegati entrambi gli artifici:

Il circuito del Lesa in simulazione con le alimentazioni rivedute per aumentare la SVR

I residui di alimentazione rilevabili sull'uscita in assenza di segnale sono mostrati nel grafico sottostante:

Residui di alimentazione sull'uscita del circuito Lesa modificato
Nel grafico si possono notare subito due cose: 1) i residui di alimentazione in assenza di segnale (tracce inferiori), ridottisi all'ampiezza di circa 3 µV picco-picco sono diventati a ogni fine pratico ininfluenti: molti stadi phono MM (a dire il vero non tra i più curati) hanno residui di alimentazione dello stesso ordine di grandezza. 2) Il contributo prima trascurabile proveniente dal ripple di alimentazione del ramo negativo diventa ora una componente consistente dei residui presenti in uscita. Si noti però nelle tracce superiori come mentre il ripple del ramo positivo è stato ridotto di sole mille volte (60 dB) per compararlo con il residuo in uscita, quello del ramo inferiore è stato invece ridimensionato per lo stesso fine di  di ben diecimila volte (80 dB) e andrebbe ulteriormente ridotto ad un terzo del valore attuale della traccia (in azzurro). Ciò corrisponde perfettamente ai differenti valori di SVR naturali del circuito che, rimasti pari a quelli del caso precedente, si attesta appunto sui 60 dB (scarsi) per il ramo positivo (quello che beneficia delle modifiche aggiuntive) mentre per il ramo positivo, senza alcuna miglioria aggiuntiva, si attesta praticamente sui 90 dB totali. Entrambi i rami godono comunque della miglioria comune apportata all'alimentatore che separa le alimentazioni dei finali da quelle destinate al VAS e allo stadio di ingresso.

Giunti a questo punto possiamo dire di aver messo almeno una grossa pezza alle carenze del circuito (una pezza che peraltro farebbe molto bene anche a numerosi amplificatori in commercio ben più pretenziosi di quello che stiamo esaminando!) ma ancora non abbiamo davvero risolto i suoi problemi; come già detto poche righe sopra, i limiti intrinseci del circuito, al di là delle "stampelle" che gli abbiamo dato per reggersi un po' meglio di prima, sono rimasti immutati. Al momento tuttavia ci accontenteremo di quanto ottenuto per andare a indagare su altri problemi le cui soluzioni possono eventualmente richiedere ulteriori elaborazioni del circuito.

Guadagno ad anello aperto dipendente dal carico

Il problema che andremo ora ad esaminare, pur essendo più evidente nello schema del Lesa piuttosto che in altri più evoluti ed elaborati che sono comparsi negli anni successivi, è in realtà un problema strutturale proprio del tipo di topologia usata che, come tale, si è sostanzialmente conservata immutata fino ai giorni nostri.
In questo, come nella maggior parte degli amplificatori analogici, il guadagno, con poche eccezioni (amplificatori basati su triodi) è definito dal valore del carico moltiplicato per la trasconduttanza complessiva dell'intero circuito (che definisce di quanto varia la corrente di uscita a fronte di una variazione della tensione di ingresso. Poiché in base alla legge di Ohm questo  prodotto non è altro che una tensione (corrente x impedenza = tensione), esso equivale in definitiva ad un guadagno in tensione.
In quasi tutti gli amplificatori moderni a stato solido l'effettivo guadagno di tensione ad anello aperto prima dell'applicazione di ogni retroazione, avviene al nodo di uscita del cosiddetto "VAS" che altri non è che l'ultimo amplificatore di tensione prima dello stadio di uscita vero e proprio che, salvo sparute eccezioni, è quasi sempre un inseguitore di tensione con elevato guadagno in corrente. Su questo nodo convergono sinergicamente sia la trasconduttanza totale del circuito che va dall'ingresso all'uscita del VAS sia il carico di uscita virtuale che, negli amplificatori con stadio di uscita a bipolari (cioè il nostro caso), equivale di fatto al valore del carico effettivamente connesso all'uscita (4 o 8 ohm) moltiplicato per il guadagno di corrente dello stadio di uscita.
Di queste due componenti, mentre quella proveniente dal carico è sostanzialmente la medesima per tutti gli amplificatori a bpolari con stadio di uscita a guadagno unitario, quella invece proveniente dallo stadio di ingresso ha negli amplificatori moderni una formazione nettamente diversa da quella di amplificatori più "antichi" come è quello che stiamo studiando: mentre in quelli moderni infatti la transconduttanza del VAS è definita come la transconduttanza dello STADIO D'INGRESSO moltiplicata per il GUADAGNO IN CORRENTE del VAS, in quelli della generazione precedente è invece definita dalla transconduttanza del VAS stesso moltiplicata per il GUADAGNO IN TENSIONE dello stadio di ingresso. Anche i valori finali sono nettamente differenti: superiori di almeno un ordine di grandezza nel primo caso rispetto al secondo (che quindi esibirà un guadagno ad anello aperto inferiore appunto di un ordine di grandezza rispetto a quello esibiti dai primi).

Ciò che attua il passaggio dal primo a secondo caso è l'uso, nel primo, di un carico attivo a specchio di corrente sull'uscita dello stadio di ingresso che invece, nel secondo caso, è caricato da una semplice resistenza. La conseguenza più sostanziosa di questo cambiamento (oltre al guadagno ad anello aperto) è una composizione completamente diversa  della distorsione di uscita dell'intero circuito che, nel caso del Lesa, conducono sia ad un tasso di distorsione marcatamente più elevato sia ad una composizione della stessa prevalentemente di ordine pari - e questo grazie anche al fatto che lo stadio differenziale degli amplificatori tipo Lesa non viene realmente utilizzato come tale e pertanto la distorsione intrinseca del transistor di ingresso (fortemente asimmetrica) viene compensata solo molto parzialmente, rendendola più simile a quella del suo immediato progenitore (stesso schema ma con stadio di ingresso single-ended) che non a quella di un amplificatore moderno in cui le non linearità dei singoli transistori del differenziale si cancellano reciprocamente all'uscita dello stesso.
Un'altra conseguenza abbastanza sottile del passaggio dal vecchio al nuovo sistema di interfaccia tra stadio di ingresso e VAS (conseguenza che in effetti, alla luce della corsa forsennata a fattori di retroazione sempre più alti che si è avuta nel ventennio intercorso tra gli inizi degli anni settanta e la fine degli anni ottanta, rende l'impiego del carico attivo sul differenziale di ingresso una scelta obbligata) si ha nel fatto che mentre nel vecchio sistema l'entità della compensazione a polo dominante doveva essere continuamente riveduta ad ogni cambio di guadagno ad anello aperto dell'amplificatore, nel nuovo essa, una volta nota la trasconduttanza dello stadio di ingresso, può essere fissata una volta per tutte indipendentemente dall'entità assoluta del guadagno ad anello aperto che, in sostanza, può essere praticamente qualsiasi.
Il rovescio della medaglia però è che il modo in cui viene ottenuta questa agevolazione in pratica vanifica ogni utilità pratica dell'aver aumentato il tasso di retroazione che, di fatto, esibirà le sue "migliorie" soltanto al banco di misura ma non nelle reali condizioni di lavoro: un vero e proprio uovo di Colombo per accontentare gli uffici marketing con obiettivi tecnici puramente cartacei, senza incorrere nei problemi che un loro conseguimento NON cartaceo porrebbe in maniera potenzialmente disastrosa agli uffici addetti al servizio assistenza tecnica che, in altro modo, si troverebbero ad affrontare un cospicuo rientro di amplificatori andati in fumo a causa di instabilità di varia natura e gravità a cui invece è inevitabilmente esposto il circuito di vecchia generazione (quello del Lesa) allorché il suo guadagno ad anello aperto viene aumentato oltremisura magari anche solo per aver adottato, nello stadio di uscita, dei transistori migliori aventi un beta più elevato o addirittura per averne cambiato la tipologia passando, per esempio, dal doppio al triplo inseguitore di tensione.

Quale che sia la strategia scelta per incrementare la transconduttanza totale del VAS rispetto all'ingresso e quindi, una volta applicato il carico, il guadagno ad anello aperto complessivo del circuito, il tallone d'Achille fondamentale di entrambe quando applicate al comune stadio di uscita composto dal doppio inseguitore di tensione, è che questo condiziona la linearità del guadagno in tensione ad anello aperto con la sua propria non linearità del guadagno in corrente già con un semplice carico resistivo che, per quanto sia lineare di suo, una volta moltiplicato per un guadagno di corrente poco o punto lineare, si trasforma, per il VAS, in un carico altrettanto poco lineare e, quel che è peggio, fortemente variabile con il variare della corrente di uscita. Escludendo dal computo la distorsione di incrocio dello stadio di uscita (di cui parleremo in dettaglio più avanti), la distorsione totale di un amplificatore di potenza audio viene a dipendere sostanzialmente da tre componenti principali:
1) La componente dovuta alle non linearità intrinseche della transconduttanza, il cui valore aumenta all'aumentare della corrente che scorre nei dispositivi attivi, siano essi bipolari o transistori a effetto di campo (di qualunque varietà) o anche, nei pochi casi in cui sono stati impiegati (in alcuni Luxman specialmente), tubi elettronici (soprattutto triodi). Questa componente pur rilevante è, in linea di massima, facilmente compensabile, soprattutto nei circuiti multistadio in cui i singoli stadi possono essere dimensionati in modo da lavorare a coppie in cui i due partner attivi sono arrangiati in modo da cancellarsi tra loro le distorsioni generate (almeno quelle di ordine pari, quasi sempre indotte proprio dall'andamento asimmetrico del valore della transconduttanza rispetto a variazioni simmetriche della corrente di segnale  intorno al punto di riposo dei dispositivi attivi).
2) Se il VAS è a bipolari (come quasi sempre è), la componente dalla variazione del suo guadagno di corrente quando la sua base è pilotata dallo stadio di ingresso tramite un carico attivo. Questa componente è solitamente modesta ma per contro è anche meno facilmente compensabile rispetto alla precedente. In effetti essa può quasi sempre essere soltanto ridotta con vari artifici (in genere meno efficaci di quelli disponibili per la compensazione delle non linearità della transconduttanza)  ma non realmente cancellata.
3) Le variazioni del carico effettivo di lavoro del VAS su cui questo genera la totalità o la quasi totalità del guadagno ad anello aperto del circuito dovute sia alle variazioni del guadagno di corrente dello stadio finale (e a bipolari) o della sua transconduttanza (se a MOSFET), sia anche al comportamento più o meno reattivo proprio della reale natura del carico (altoparlanti) che l'amplifcatore è chiamato a pilotare.

Queste tre componenti possono essere affrontate e parzialmente corrette con vari artifici circuitali, nessuno dei quali però rappresenta una soluzione definitiva o priva di contropartite. Qui per ora prenderemo in considerazione solo le soluzioni applicabili al circuito del Lesa che stiamo esaminando.

Il maggior punto di forza del "vecchio" tandem stadio d'ingresso-VAS che caratterizza il Lesa sta proprio nel fatto che, a differenza del nuovo, le transconduttanze dei due partner hanno pari importanza e pertanto, con un'attenta scelta dei punti di lavoro di entrambi, le loro non linearità possono essere reciprocamente compensate, in teoria fino al punto da sopprimerle totalmente dal computo totale delle non linearità del circuito che, in quanto tale, rimarrebbe a fare i conti con le sole componenti di distorsione generate dallo stadio di uscita, ovvero la distorsione di incrocio e il prodotto non lineare tra il guadagno in corrente dello stadio finale e il valore del suo carico di lavoro che, come già detto, producono un carico di lavoro per il VAS a sua volta non lineare.

In proposito vi è da rilevare come quanto viene ritenuto il maggior "svantaggio" dello stadio differenziale vecchia maniera (la sua effettiva debolezza nell'autocompensare le proprie distorsioni in transconduttanza) può essere visto in realtà come un vantaggio in quanto, con opportune e attente scelte dei punti di lavoro dei due rami del differenziale, gli si può far generare l'esatto quantitativo di distorsione da asimmetria necessaria a compensare, in controfase, la distorsione generata dallo stadio seguente (il VAS), aprendo così la strada all'allettante possibilità di creare una condizione di equilibrio tale per cui i contributi di distorsione prodotti dai due stadi si elidono reciprocamente, lasciando in campo le sole distorsioni generate dallo stadio di uscita vero e proprio che, nel caso si opti per un amplificatore in classe A, si possono ridurre ai minimi termini (di fatto al solo rumore termico del circuito) anche con tassi di retroazione di valore relativamente modesto e "tranquillo", a tutto vantaggio di una loro maggior costanza sull'intera banda audio (o almeno sulla parte più importante di essa, ovvero fino a 5-6 kHz ad anello aperto), condizione che altrimenti, per inderogabili questioni di stabilità e sicurezza di funzionamento, non viene quasi mai soddisfatta, con la conseguenza che, a fronte magari di valori di distorsione "assoluta" da primato, si ha una forte variazione della stessa lungo l'estensione dell'intera banda audio che, anche quando servita da un unico amplificatore, è come se in effetti fosse servita, in ciascun segmento della banda audio, da amplificatori differenti tra loro, le cui prestazioni peggiorano al crescere della frequenza, ovvero l'esatto contrario di quel che può essere tollerato dal nostro orecchio.


Il carico di lavoro del VAS

Il carico di lavoro del VAS, con le sue variazioni e non linearità rispetto all'ampiezza del segnale da amplificare, è uno dei principali focolai di distorsione degli amplificatori a transistori (ma anche a MOSFET) sia per ragioni intrinseche sia per la pressoché inevitabile sinergia  che si instaura con le distorsioni di incrocio proprie dello stadio di uscita (il plurale non è causale in quanto, nello stadio di uscita, le distorsioni di incrocio sono tante quante sono le coppie di dispositivi coinvolte, siano essi finali, piloti o prepiloti).
Ai tempi in cui il Lesa fu progettato gli unici dispositivi di potenza a stato solido disponibili per applicazioni lineari erano esclusivamente transistori bipolari, mentre al giorno d'oggi come dispositivi di uscita sono disponibili  (anche se non sempre raccomandabili) anche i MOSFET di potenza che, vedremo più avanti, non risolvono il problema delle non linearità indotte sul carico del VAS ma di fatto lo rendono dipendente dalla frequenza e, pur presentandosi in una forma più benigna a bassa frequenza, diviene però sempre più disastrosa proprio al crescere di quest'ultima, potendo arrivare, all'estremo alto della banda audio, a fornire prestazioni anche peggiori di quelle consentite dai normali bipolari di  potenza, soprattutto da quelli commercializzati negli ultimi trent'anni dalle case produttrici giapponesi.

Partendo dalla situazione di origine in cui il circuito del Lesa era correntemente usato, il problema chiave dell'effettiva definizione del carico di lavoro del VAS discende direttamente dalla sua composizione, consistente in:

1) Una componente intrinseca al VAS stesso rappresentato dalla sua impedenza di uscita, definita principalmente dal parametro hoe se si tratta di un normale amplificatore a emettitore comune e dal parametro hob del transistore di uscita se si tratta di un circuito cascode che, in quest'ultimo caso, può essere ridotto a tali minimi termini (con impedenze di uscita intrinseche dei transistori dell'ordine della decina di megaohm) da rendere tutta la componente trascurabile e priva di importanza.

2) Una componente definita dal prodotto del carico di uscita (di qualsiasi natura) moltiplicato per il guadagno di corrente dell'intero stadio di potenza (che a sua volta è grosso modo definito dal prodotto dei guadagni di corrente dei singoli transistori che compongono la cascata di inseguitori di emettitore - doppio o triplo - che, per entrambe le polarità NPN e PNP, sono interposti tra l'uscita del VAS e l'uscita di potenza effettiva dell'amplificatore.

Questa seconda componente è all'atto pratico quella di gran lunga più nociva e nei confronti della quale occorre prevedere diverse accortezze per ridurne (ma quasi mai veramente annullare) l'influenza nel computo totale delle cause di distorsioni dell'amplificatore,


2N3055 - Andamento del parametro Hfe in funzione della corrente di collettore IC
Nella figura soprastante possiamo vedere il grafico (tipico) che rappresenta il guadagno in corrente Hfe del 2N3055 rispetto alla sua corrente di collettore. La variante di 2N3055 qui presa in considerazione (un tempo denominata 2N3055E per distinguerla dalla 2N3055H prodotta ai tempi con una tecnologia ormai completamente superata e di fatto estinta) è la sola oggi ancora reperibile. Per il discorso che stiamo per fare le differenze rispetto alla versione più antica del transistor sono abbastanza ininfluenti da consentirci di poter condurre un unico discorso per entrambe le versioni.

La prima caratteristica da evidenziare sono gli effettivi limiti di utilizzabilità del transistore rispetto alla corrente che in teoria può sopportare e che in pratica sono stabiliti dall'andamento del guadagno in corrente che, come visibile nel grafico, comincia a divenire impietosamente scadente al di sopra dei 5 ampere di collettore e che in effetti, negli esemplari reali, possono s scendere bel al di sotto del valore tipico (qui dato come Hfe=30 con IC=5 ampere), riducendosi anche alla sola metà del valore dichiarato (15 contro i 30 "tipici").
Ciinque ampere non sono tanti ma sono già abbastanza per tirare fuori 100 watt medi tondi su un carico di 8 ohm resistivi - oppure 50 watt medi su un carico di 4 ohm sempre resistivi): un risultato che 30-40 anni fa non era più che accettabile ma in realtà anche molto ambito; chi avesse desiderato di più avrebbe dovuto essere pronto a scucire per un amplificatore una cifra almeno pari alla metà di quella necessaria ad acquistarsi una discreta auto familiare: ai tempi comprare un impianto audio era una spesa molto consistente da valutare molto attentamente -sempre che ci si potesse permetterla: non a caso ai tempi giravano in quella che oggi sarebbe la fascia degli Audio video multicanale compresa tra i 300 e i 600 euro, elettroniche da 20-30 watt di uscita che oggi richiamerebbero scarsissima attenzione ma che allora erano considerate come un buon primo obiettivo da raggiungere.
Ritornando al grafico occorre, nel valutarlo, tener conto di un particolare importante ovvero che la scala logaritmica usata sia per i guadagni in corrente sia per le correnti di collettore a cui sono riferiti FALSA COMPLETAMENTE l'andamento reale del grafico che, lungi dall'essere la curva "armoniosamente descrescente" visibile nell'illustrazione, è in realtà una sorta di campana gaussiana con il picco centrato tra i 200 e i 300 mA di corrente di collettore e i fianchi progressivamente spioventi tanto al diminuire che al crescere della corrente circolante ma con un calo nettamente più consistente su quest'ultimo versante, dove il guadagno in corrente, al crescere di questa, si può ridurre a valori veramente infimi. La figura sottostante (una trascrizione da scala logaritmica a scala lineare del grafico precedente) rende vividamente il concetto.


Stessa relazione del grafico precedente trasposta da scala logaritmica a scala lineare.
Come si può vedere, il grafico lineare reale della relazione Hfe/Ic è molto meno "rotondo" ed "elegante" di quanto vorrebbe far credere il grafico logaritmico della stessa relazione mostrato più sopra e solitamente pubblicata nei datasheets. Vedremo tra non molto, dopo aver illustrato il comportamento della stessa funzione Hfe/Ic riferita però ai piloti, le conseguenze di questo comportamento sull'andamento del carico presentato al VAS e sulle non linearità che ne conseguono.

I piloti di cui andremo ora a descriverne l'andamento del guadagno di corrente sono due famiglie molto usate ancora oggi: la BD137-138 e la BD237-238. La prima è una coppia di transistori planari epitassiali piuttosto lineare che, di fatto, non sono altro che transistori di segnale opportunamente scalati in modo da poter trattare correnti di collettore fino ad un massimo di 1.5 ampere nominali (che in pratica si riducono a soli 800 mA  realmente sfruttabili con convenienza).
All'opposto la seconda è invece costituita da una coppia di veri e propri transistori di potenza opportunamente ridimensionati per lavorare con correnti meno elevate degli usuali transistori di uscita. Ma a parte questo le loro prestazioni generali (HFE, FT, tempi di commutazione ecc.) sono quelle tipiche di un comune transistor di potenza tipo 2N3055: robusti ma senza troppe pretese, adatti a lavorare come driver in stadi di uscita in cui l'affidabilità precede in ordine di importanza la "finezza". Qui sotto si vedono i grafici Hfe/Ic dei due tipi di transistor pilota:


Andamento HFE vs Ic del transistor BD237: la somiglianza delle curve con quelle del più potente 2N3055 è piuttosto evidente. A parte la diversa scala delle correnti di collettore, le curve sono di fatto sovrapponibili
Andamento HFE vs Ic del transistor BD137: si noti come, a testimonianza della (leggera) maggior linearità rispetto al BD237, il guadagno in corrente è rappresentato su scala lineare anziché logaritmica. 

L'andamento HFE vs Ic dei due tipi di transistor è, dal punto dei valori assoluti, piuttosto simile e, se fossero i soli componenti a definire la linearità dello stadio di uscita rispetto alle sue correnti di lavoro, non vi sarebbero in realtà grandi argomenti a favore della scelta dell'uno o dell'altro; al più si potrebbe discutere sull'opportunità di scegliere, a seconda degli obiettivi, un transistor più veloce ma anche più delicato (il BD137 che oltrettutto ha una SOAR più ristretta e una capacità di dissipazione più contenuta) o un transistor decisamente più lento ma che offre una maggior robustezza (SOAR un po' più ampia ma soprattutto una capacità di dissipare calore quasi doppia rispetto al suo concorrente).

Il  fattore principale che motiva il decidersi per l'uno o l'altro tipo è la (non)linearità del beta dei finali che sono stati scelti e il suo combinarsi con quello corrispondente dei piloti in modo da favorire un risultato complessivo che sia, per quanto possibile PIU' lineare di quello dai singoli dispositivi e soprattutto in quale parte della gamma delle correnti di uscita si vuole avvenga.
Per poter fare ciò in maniera produttiva dobbiamo ricostruire l'andamento della corrente di base richiesta dai piloti per garantire all'uscita dei finali la corrente richiesta dal carico per una data tensione di pilotaggio. Per rimanere al caso del Lesa si tratta di ricostruie tale corrente a partire dalla massima nominalmente richiesta con un carico di 4 ohm (che è pari a circa 3 ampere di picco) scendendo fino al valore della corrente di riposo scelta per i finali (circa 70 milliampere sui soli transistori di uscita).
Con il 2N3055 il guadagno in corrente con 3 ampere di collettore è pari a circa 40-45 "tipici" che corrispondono ad una corrente di base massima compresa tra  i 65 e i 75 mA; invece con una corrente di collettore di 70 mA, corrispondente alla corrente di riposo (quindi senza segnale di ingresso) il guadagno è compreso tra un minimo di 70-80 a transistor "freddo" ad un massimo di 120-130 con transistor "caldo", cioè con l'amplificatore in funzione da alcune ore ai norrnali livelli di potenza erogati in ambiente domestico (2-8 watt a seconda dell'efficienza dei diffusori: con potenze più alte, se non siete in campagna, chiamano i vigili...).

L'ampia escursione del guadagno in corrente esistente tra transistor "freddo" e "caldo" (cioè a regime) non deve preoccupare più di tanto in quanto è in buona parte un artefatto dovuto all'aumento con la temperatura della corrente di perdita inversa della giunzione base-collettore che, alle misure statiche, appare come un aumento del guadagno in corrente del transistor senza esserlo veramente: una misura effettuata con un segnale di prova variabile evidenzierà infatti che, a parità di tensione di collettore (o meglio, tra base e collettore), la variazione di guadagno in corrente reale è molto più contenuta (alle volte perfino inesistente!) di quella che lascia intendere il grafico HFE  vs IC.
Rimane però ben reale il picco di guadagno in corrente che si ha intorno ai 150-200 mA, che è pari a oltre il 170% del valore misurabile in assenza di segnale ed è superiore al 260% del valore rilevabile alla massima corrente di picco misurabile in uscita. Limitando la nostra attenzione a  un ampere massimo di uscita (corrispondente a 2 watt efficaci su 4 ohm e a 4 su 8 ohm, potenze praticamente coincidenti con quelle di un ascolto domestico abbastanza "robusto") i guadagni di corrente corrispondenti al massimo e al minimo di corrente di fatto coincidono ma il picco di guadagno di HFE rimane comunque piantato al suo posto.

(continua)

NOTE

(1) Questo è quanto mi fu riferito in una chiacchierata. In realtà la cosa parrebbe un po' improbabile in quanto la LESA produceva anche dei buoni giradischi che all'epoca non avevano nulla da invidiare agli altri marchi. Per qualche dettaglio sulla storia della Lesa si veda il sito curato da Edoardo Magnaghi