sabato 21 aprile 2018

NAD 3020 - Un "classico" molto poco classico - Lo stadio finale

Questo lungo articolo sul NAD 3020 comparve la prima volta nel 2008 sul forum di Videohifi sotto forma di due post concatenati tra loro, ora nuovamente disgiunti per comodità di lettura (e revisione). Di questo amplificatore ne sono uscite più versioni di cui, mentre lo stadio finale rimase sostanzialmente immutato per oltre un decennio, il preamplificatore subì invece revisioni e rifacimenti integrali che, partendo da una impostazione "deviante" ma interessante (quella descritta in questo articolo) si è poi riallineata su binari più canonici, sicuramente più collaudati tecnicamente ma decisamente meno stimolanti da descrivere. Ma se saggezza vi dev'essere anche in un progetto elettronico, questa non è necessariamente marcata solo da salti in avanti, anzi! Un meditato e riflettuto ritornare sui propri passi, riprendendo dove serve la strada già percorsa da altri, alla fine del viaggio può rivelarsi una scelta molto più sensata del "fare avanguardia" a tutti i costi.

IL NAD 3020 - Lo stadio finale


Lo stadio finale del NAD 3020 - Rispetto allo schema originale (non aggiornato rispetto al layout effettivo del circuito) sono state aggiunte le resistenze in serie agli emettitori dei transistori di uscita e cambiati alcuni transistori ormai estinti da decenni (come il 2SC1400, di cui non sono auasi più reperibili dati in rete) con altri equivalenti - ciò anche in vista del fatto che con ottima probabilità i transistori di segnale, data la loro grande omogeneità tecnologica, praticamente indipendente dai produttori, siano stati scelti tra i generici disponibili sul momento al prezzo più conveniente).L'alimentatore del NAD 3020 - Rispetto allo schema originale sono state aggiunte le indicazioni relative alla tensione rettificata ottenibili con l'attuale tensione di rete nominale a 230V, che da oltre quindici anni ha preso il posto della vecchia tensione di rete a 220V

Nelle figure soprastanti (tratte dal manuale di servizio e un po' rivedute sia per correggere alcune dimenticanze sia per attenuare un po' la sconfortante sciatteria con sui sono stati disegnati) sono riprodotti gli schemi dello stadio finale e dell'alimentatore del NAD 3020 di cui stiamo per parlare. Personalmente non ho mai avuto l'opportunità di sentire suonare questo amplificatore ma nel corso degli anni mi son ritrovato parecchie volte per le mani lo schema di questo integrato e, pur non potendo fare a meno di constatare il suo essere un amplificatore pensato per risparmiare di tutto e di più sulla componentistica, nondimeno balza immediatamente all'occhio che al progettista era ben chiaro che fare economia sui componenti non giustificava di per sé alcuna economia nel pensare al miglior uso possibile di ciò che rimaneva. E soprattutto non giustificava il fare economie a vanvera, tanto per far contento l'ufficio contabile.
In questo amplificatore - tutt'altro che perfetto ed esente da critiche ma anche piuttosto lontano dal voler essere economico al punto da snaturare la sua "identità" - non si troverà nulla più del necessario ma nemmeno nulla di meno. Quello che "manca" in termini di mezzi materiali è stato sostituito da idee ben precise da parte del progettista su cosa, dal suo punto di vista, serve o non serve a ottenere un amplificatore audio che faccia onestamente e decorosamente il mestiere per cui è nato: suonare.

Secondo un vecchio articolo della rivista francese L'Audiophile ("Le NAD 3020, un remarquable compromis", di G.Chrétien, L'Audiophile, n. 18, dicembre 1980) che ho avuto l'opportunità di leggere, questo amplificatore è nato come un'operazione commerciale mirata a produrre un prodotto economico ma qualitativamente dignitoso e allo stesso tempo in grado di trarre buoni profitti dal suo piazzamento nelle vendite. La NAD ha rappresentato in questo progetto la società e il marchio creati appositamente per dargli le gambe commerciali per concretizzarsi sul mercato. Le conclusioni dell'articolo sono abbastanza simili a quelle che ho tratto io dallo studio diretto dello schema del NAD 3020, almeno per quanto è confrontabile dei due testi: il testo francese è giusto la recensione di  un apparecchio da parte di una rivista, non un articolo di analisi tecnica dello stesso.

Tornando a noi, la prima significativa "devianza" del NAD 3020 rispetto agli standard commerciali e progettuali tipici oggi come all'epoca del settore audio-consumer, la ritroviamo già nell'alimentatore: escluso il solo stadio di potenza dei due canali, l'alimentazione di TUTTO l'amplificatore, compreso il VAS degli stadi finali, è stabilizzata - spartanamente e senza fronzoli ma lo è e questo, pur non garantendo di per sé "il buon suono", aiuta moltissimo il resto del circuito a conseguirlo. Un aspetto questo che, come vedremo nell'articolo dedicatogli, è condiviso anche dal veterano Grundig SV85, amplificatore di tutt'altra epoca e impostazione  e che, diversamente dal NAD ho utilizzato con soddisfazione per diversi anni.

Altri apparecchi commerciali che condividono questa impostazione delle alimentazioni li ho visti solo in apparecchi a MOSFET che, a causa dell'ampio offset in tensione tra l'uscita del VAS e l'uscita dello stadio finale, sono costretti ad adottare, per i due stadi, due alimentatori dedicati. E' mia opinione peraltro che, dove gli amplificatori a MOSFET di potenza si sono guadagnati la fama di "bensuonanti", la ragione vera di ciò stia proprio e soprattutto nella diversa configurazione adottata delle alimentazioni piuttosto che in altre caratteristiche circuitali apparentemente più eclatanti (anche perché gli schemi dei finali che adottano i MOSFET negli stadi di uscita non si differenziano,  in modo realmente significativo, rispetto agli analoghi a transistor bipolari).

Stabilizzare l'alimentazione di tutti gli stadi di segnale di un amplificatore (in realtà anche solo filtrarla efficacemente in modo "attivo") è il primo e fondamentale passo per ridurre ai minimi termini uno uno dei problemi più dannosi (in effetti il più importante, non tanto per l'amplificatore in sé quanto per l'ambiente elettrico in cui "vive" - e la maggior parte degli amplificatori in commercio sono purtroppo, sotto questo aspetto, veri e propri gioielli immersi nella cacca) che deve affrontare un amplificatore audio - l'auto-intermodulazione dello stadio finale sugli stadi di segnale che lo precedono, attuata attraverso le linee di alimentazione comuni ad entrambe - che di solito viene "tamponato" ma non realmente risolto da massicce dosi di controreazione che vanno a figurare come SVRR (Supply Voltage Rejection Ratio, che in pratica costituisce una misura dell'efficacia della controreazione - che nei circuiti a stato solito è di solito, per motivi economici, anche la loro unica antagonista - contro le porcherie che girano sulle alimentazioni).

In secondo luogo, non esistendo più la necessità di trasformare l'amplificatore anche in una sorta di "autostabilizzatore" delle proprie alimentazioni, il guadagno di anello dell'amplificatore può essere dimensionato secondo le reali necessità di linearizzazione del circuito (tutto sommato abbastanza modiche e regolate in primo luogo dal minimizzare il più possibile la distorsione di incrocio dello stadio finale), a tutto vantaggio della stabilità e della larghezza di banda ottenibile già ad anello aperto. Ma vediamo ora, nello stadio finale, se e come il progettista si è avvalso di queste possibilità.

Contrariamente a quanto segnato negli schemi circolanti in rete, in cui i transistori finali sono rappresentati senza resistenze di emettitore, nella realtà tali resistenze sono invece presenti e di valore abbastanza scontato (0.22 Ohm)(1). Tale valore, sulla base dei valori di tensione consigliati da leggere su tali resistenze (tra i 5 e gli 11 mV), permette di risalire alla corrente di riposo consigliata per i soli finali, compresa tra i 23 e i 50 mA, un valore prudente che tiene conto del fatto che i dissipatori impiegati nell'apparecchio non sono precisamente del tipo "generosamente surdimensionato" (!). Da notare qui che il setup della corrente di riposo avviene in fabbrica con l'inserzione di una resistenza fissa scelta ad hoc, evitando l'uso di un trimmer che, per quanto comodo, è anche la principale causa di dipartita "inspiegabile" dei finali quanto col tempo, ossidandosi, tale trimmer si apre, aumentando a palla la corrente di riposo dei finali, che va così arrosto dopo pochissimo tempo (2).

I piloti 2N6551 e 6554 sono a tutti gli effetti una versione migliorata dei noti BD137-138, rispetto ai quali, incorporando una piccola aletta di dissipazione, possono dissipare qualcosa in più in aria libera senza richiedere un radiatore dedicato. Tenendo conto del fatto che è un amplificatore nato per costare il meno possibile, la qualità dei semiconduttori è quantomeno discreta e l'unico vero appunto che si può muovere sulla loro scelta è che, per quanto riguarda le massime tensioni di lavoro, sono quasi tutti al pelo dei loro limiti.

D'altra parte fare delle economie significa anche correre qualche rischio che, calcolato quanto si vuole, sempre rischio rimane. Già le "generose" dimensioni del radiatore la dicono lunga su come la pensava il progettista: in casa bastano 2-3 watt continui, 10 per i cinque minuti alla settimana in cui si vuole un po' di birra e 30 per i due secondi in cui ogni tanto i picchi di qualche brano musicale richiedono uno sforzo in più. Tutto il resto è eccesso e se qualcuno ama gli eccessi o si procura qualcosa di adeguato per soddisfarli oppure sono cavoli suoi, punto. Detto in altro modo, questo è giusto un buon apparecchio da appartamento e basta; tutto il resto, compreso l'onnipresente mito delle "riserve dinamiche dei NAD", sono solo chiacchiere senza fondamento.

Del resto la vera sostanza di questo NAD comincia alle spalle dello stadio finale, con un VAS e uno stadio di ingresso cha saranno forse economici ma che sono tutto fuorché banali. Il VAS in particolare costituito da Q605 e Q607 e i corrispondenti Q606 e Q608 dell'altro canale realizzano in pratica, con un transistor "ibrido" - un vero e proprio "supertransistor" estremamente lineare, asservito a una propria retroazione locale, indipendente da quella generale - un circuito che equivale qualitativamente a un cascode senza portarsi dietro lo svantaggio di una riduzione dell'escursione di uscita che normalmente il cascode si porta dietro (la riduzione in realtà c'è ancora ma è di una vbe  da 0.6 volt contro gli almeno 2-3 volt "mangiati" via dal cascode.
Purtroppo quel che avevo supposto nella stesura originale di questo articolo (cioè che questo arrangiamento del VAS diminuisse la sua impedenza di uscita, configurandolo più come generatore di tensione che non di corrente quale solitamente è), si è rivelato, ad un'analisi più accurata del circuito, un abbaglio bello e buono: il "superVAS" migliora sì la qualità del pilotaggio dello stadio di uscita ma in corrente, non in tensione - aumentando così la dipendenza dal carico del guadagno ad anello aperto dell'intero amplificatore, cioè l'esatto opposto di quanto avevo auspicato (e sperato!).

Per capire meglio i dettagli della situazione dobbiamo fare ora qualche conto. Come d'uso in queste circostanze, prima di tirare fuori i numeri dobbiamo però sapere le correnti che circolano nella sezione di segnale dello stadio di uscita. La corrente senza segnale del "super-VAS" è pari a circa 10-11 mA, una corrente largamente eccedente le esigenze di pilotaggio richieste dallo stadio di uscita (che, anche in condizioni "stressate" - e a rischio! - non richiede più di 2-3 mA massimi alla base dei piloti); questo "eccesso" di polarizzazione e di corrente disponibile, che incontreremo anche nello stadio d'ingresso, rappresenta, a costo zero, un mezzo semplicissimo per aumentare la linearità dei singoli stadi a transistor che, per la loro stessa natura fisica, sarebbero altrimenti fortemente penalizzati proprio dall'eccessiva escursione delle correnti: più queste stanno tranquille e migliore è la linearità risultante dello stadio A QUALSIASI LIVELLO DI POLARIZZAZIONE SI OPERI: che le correnti di riposo siano alcuni milliampere o soltanto alcuni decimi di milliampere, la regola da seguire nei loro confronti rimane la stessa: mantenerle più "ferme" che si può - che in pratica significa usare correnti di riposo largamente surdimensionate rispetto a quelle richieste dalle escursioni di tensione sul carico (3).

Dei circa 11 mA che a riposo entrano nel "collettore" del "Super-VAS", 9.4  passano per il BD139 mentre 1.6 passano per il BC 556B, che di fatto si trova a lavorare a corrente costante in qualsiasi condizione di lavoro dell'amplificatore. Poiché in questo stadio tale transistor oltre a generare il guadagno di tensione ne genera anche gran parte della distorsione, di fatto abbiamo un "super transistor" che annovera tra i suoi plus anche quello di essere praticamente privo di distorsioni significative (a occhio non oltre lo 0.1, per cento nel peggiore dei casi, purché tenuto lontano dalla saturazione).
E poiché lo stesso si può dire anche per lo stadio di ingresso, ci ritroviamo con un amplificatore la cui distorsione residua - d'incrocio - dipende interamente dallo stadio finale, l'unico per cui purtroppo non esistono trucchi di nessun genere, che non siano il dargli la botta di controreazione che serve o, quando possibile (cioè NON in questo caso), polarizzarlo in classe A. Un ottimo risultato per un ampli economico, che testimonia ancora una volta come si sia economizzato ovunque tranne che nell'uso di intelligenza ed esperienza: se il progettista aveva tra i suoi obiettivi anche il far conoscere di sapere il fatto suo, l'ha centrato in pieno.

Calcolare il guadagno intrinseco del "VAS" di questo amplificatore non è immediatissimo. Anche se in ultima istanza si tratta sempre di calcolare la transconduttanza dello stadio di ingresso, l'effetto dei suoi moltiplicatori intermedi (cioè prima di tutto il beta del VAS) e il carico su cui viene mandata a sviluppare la sua tensione di uscita, nel caso di questo NAD la situazione è ulteriormente complicata, oltre che dal "supertransistor" che realizza il VAS, anche dalla natura dello stadio d'ingresso (singolo anziché differenziale e con una transconduttanza definita non soltanto dalla sua corrente di lavoro ma anche dall'impedenza di uscita della rete di controreazione che, nel nostro caso. praticamente la dimezza). Come se non bastasse, in gioco vi è anche il "carico attivo" del transistor di ingresso(4) che ci mette molto di suo a complicare la situazione.
Morale della favola: armiamoci di santa pazienza e facciamoci a matitina i conti che servono (lasciando fuori dai piedi SPICE, che in situazioni di questo tipo serve soltanto a non capire pressoché un beato nulla).

Per risolvere con profitto l'intero ginepraio, occorre suddividere il problema in due grosse porzioni: 1) definire la transconduttanza del circuito di ingresso e 2) definire il valore del carico su cui questa genera il guadagno di tensione vero e proprio del circuito. A queste due porzioni occorre poi aggiungerne una terza riguardante le compensazioni, lo slew-rate e altri dettagli associati che però, nell'insieme, costituiscono un capitolo interamente separato dai primi due.
La transconduttanza del primo stadio, contrariamente a quella dei differenziali (che è giusto la metà di quella dei singoli transistor alla corrente di riposo del differenziale stesso), è definita da due termini: a) la corrente di riposo che ne fissa il massimo valore naturale ottenibile nel circuito e b) l'impedenza equivalente di Thevenin della rete di retroazione che, posta in serie all'emettitore del transistor di ingresso, ne definisce l'effettivo valore di lavoro. Per quanto riguarda la corrente di riposo, essa vale circa 1.6 mA a cui corrisponde un valore di Re (inverso della transconduttanza) pari a 26 mV/1.6 mA = 16.3 ohm. Per trovare ora la transconduttanza effettiva dello stadio di ingresso, dobbiamo sommare ad Re l'equivalente di Thevenin della rete di retroazione (che qui vale circa 25 ohm) e trovare il reciproco del risultato (cioè il reciproco di 41.3 ohm, che corrisponde a 24.2 mS)

Acquisito il valore della transconduttanza del primo stadio (che più avanti ci servirà anche a valutare come lavorano le compensazioni del circuito), per trovare il guadagno AvOL (ad anello aperto) dobbiamo ora trovare sia la transconduttanza finale del VAS (che qui, grazie al fatto che il transistor di ingresso lavora su un carico attivo, è semplicemente pari al valore della transconduttanza già trovata moltiplicato per il guadagno in corrente del VAS), sia il valore del carico su cui lavora il VAS proprio per generare tale guadagno. Quest'ultimo è il più semplice da trovare ed è pari al prodotto dell'impedenza di carico nominale da 8 ohm per il prodotto dei beta dei finali e dei pilota combinati tra loro (che possiamo considerare pari a circa 3.000), che ci porta a un carico di 24 kohm (5).

La transconduttanza del VAS invece, proprio perché quello del NAD non è il "solito" VAS, richiede qualche ragionamento in più. In realtà di per sé, in questo circuito, la transconduttanza "naturale" del solo BC556B pilotato dal circuito di ingresso è come già detto pari al prodotto del suo beta "tipico" per la transconduttanza dello stadio precedente; in questo caso, assumendo un beta non inferiore a 250, la transconduttanza risultante è pari a circa 6 ampere/volt (o più formalmente: 6 siemens) che, se fosse caricata dal solo carico riflesso da 24 kohm prima trovata, genererebbe un guadagno AvOL pari a 144 mila volte (103 dB) - ed è quello che in effetti verrebbe ottenuto se il BC556B fosse usato in un circuito cascode.

Il progettista del NAD però, non volendo pagare il prezzo di una forte riduzione della tensione di uscita del VAS (rispetto alla quale la tensione di uscita sugli altoparlanti paga un'ulteriore "tassa" di circa 1.5 volt per polarità per il bias dello stadio finale) che l'uso del cascode avrebbe comportato ma volendo altresì ottenere un guadagno AvOL quanto più prossimo a quello ottenibile con l'uso del cascode, ha optato per l'adozione del circuito di "Sziklay inverso" ottenendo così, oltre a un generatore di corrente più "rigido" (con impedenza di uscita più elevata da quella ottenibile con un transistor singolo) e allo stesso tempo più lineare. Vediamo ora con quali risultati.
Schema equivalente VAS del NAD 3020

Qui sopra è raffigurato lo schema equivalente di principio del VAS dell'amplificatore che stiamo esaminando; in esso sono stati semplificati la rete di bootstrap (rispettivamente R637+R649+C625 su un canale ed R638+R650+C626 sull'altro), che è qui rappresentata da un generatore di corrente da 11 mA (la corrente di riposo dell'intero VAS), e il carico di uscita riflesso dallo stadio finale al suo ingresso, qui condensato in una R'load da 24 kohm.
In questo circuito la resistenza da 390 ohm svolge il ruolo di ripartitore delle correnti di lavoro dei due transistor del VA: definendo la polarizzazione del BD139 attraverso l'imposizione di una Vbe di circa 0.65 volt tra i suoi terminali di base ed emettitore. definisce anche con quanta corrente deve lavorare il BC556B (come già detto 1.6  mA di Ic), lasciando gestire al BD139 la rimanenza (9.4 mA) fornita dal generatore di corrente (6)

Con una corrente di collettore di 1.6 mA, il BC556B collegato a emettitore comune esibisce un guadagno in corrente tipico di 330 volte, una conduttanza di uscita di circa 30 uS (a cui inversamente corrisponde una impedenza di uscita di circa 33 kohm) e una transconduttanza di 61.5 mS corrispondente ad una Re di circa 16.3 ohm. Il suo guadagno teorico in tensione, connesso nudo e crudo a emettitore comune e caricato da un generatore di corrente, vale circa 2040 (66 dB), un valore abbastanza consueto per questo tipo di bipolari di segnale.
In assenza del BD139, il BC556B dovrebbe lavorare con una Ic pari a 11 mA (e può farlo), dissipando a riposo un buon terzo di watt (e ahimè morirebbe giovane, checché ne dicano certi datasheet). Per via della presenza della resistenza da 68 ohm, la sua impedenza di uscita rimarrebbe piuttosto elevata e con il livello di transconduttanza di 6 S ricavato in precedenza, otterrebbe anche quasi lo stesso guadagno ad anello aperto... ma assolutamente non la stessa distorsione che, mentre alle potenze più basse (inferiori al mezzo watt) non aumenterebbe più di tanto, a potenze più sostenute (tra 1 e 10-15 watt) aumenterebbe anche di parecchie decine di volte e arriverebbe probabilmente a farsi sentire, nonostante l'intervento della retroazione.

Il circuito Sziklay invertito usato come VAS nel NAD ha il preciso fine di evitare questa situazione, linearizzando localmente e preventivamente lo stadio in modo da assicurare che, nel tandem costituito dallo stadio di ingresso e dal VAS, l'unico (relativamente) libero di distorcere sia soltanto il primo. In questo VAS il tasso di retroazione dell'anello locale viene infatti interamente utilizzato per minimizzare ogni variazione della corrente di lavoro del BC556B e quindi ogni possibile distorsione ad essa collegata.
La retroazione interna propria di questo sottocircuito è quella totale di un inseguitore di tensione a guadagno unitario lavorante sulla resistenza da 68 ohm, il cui guadagno di anello (289 volte, pari a 49 dB) è a sua volta il prodotto di due guadagni parziali (7). Il suo effetto è soprattutto quello di linearizzare la transconduttanza del BC556B riducendo drasticamente le sue variazioni di corrente a parità di escursione di tensione di uscita, variazioni di cui si fa invece carico al suo posto il BD139.

Il segnale di uscita del VAS che stiamo esaminando, venendo prelevato da un emettitore, notoriamente un terminale a bassa impedenza di uscita, può trarre in inganno (come in effetti mi è successo in passato) circa la reale impedenza di uscita del circuito, che è in effetti di svariate decine di kohm.
Se il collettore del BD139, anziché essere ritornato all'emettitore del BC556B, fosse connesso direttamente all'alimentazione positiva, l'impedenza di uscita del VAS sarebbe effettivamente bassa, all'incirca dalle parti dei 9.6 kohm, un buon valore ma non certo al punto da dare origine ad un generatore di tensione da far gridare al miracolo, anzi.

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Questo amplificatore ha, sotto l'aspetto tecnico, i suoi fondatissimi "perché" nel distinguersi dagli altri. Se poi qualcuno mi viene a rimbrottare che "sì, però l'ascolto è tutto mentre la tecnica lascia il tempo che trova", permettetemi di mandarlo fermamente a quel paese. In questo come in tutti gli altri casi che ho incrociato finora la relazione tra caratteristiche circuitali e le prestazioni complessive ottenibili da un dato schema è piuttosto stretta ed è assolutamente normale che sia così.

Rimane ancora, dello stadio finale, da descrivere lo stadio di ingresso e le compensazioni. Prima vale però la pena di sottolineare che, nonostante le possibilità concesse dall'alimentazione stabilizzata, il progettista ha comunque preferito rimanere su tassi di controreazione piuttosto sostenuti. Non contando per il momento il contributo dello stadio di ingresso e sottraendo il guadagno ad anello chiuso (pari a circa 14, ovvero 23 dB), il guadagno di anello si attesta, già con il solo contributo del VAS, a oltre 50 dB, non pochi e che nell'ottica del progettista sono da intendersi come interamente dedicati a "spianare" la distorsione di incrocio, contro cui non solo non ci sono miracoli che tengano ma che pure tende ad essere aggravata dalla relativa lentezza dei dispositivi finali.
Da questo punto di vista anche la relativa morbidezza dei vincoli dello stadio finale nei confronti di possibili escursioni termiche ha i suoi perché così come li hanno diversi accorgimenti - soprattutto nella scelta delle distanze tra le diverse tensioni di alimentazione - volti a scongiurare il più possibile la saturazione dei transistor finali, situazione in cui solo transistor espressamente progettati per lavorare in saturazione riescono a conservare un qualcosa di simile alla "velocità" (o meglio riuscivano: oggi sono stati quasi interamente sostituiti dai MOSFET di potenza, il cui comportamento in saturazione è decisamente più semplice e maneggevole).

Direi che a questo punto cade a puntino almeno una nota sul cosiddetto "soft clipping", il cui funzionamento è stato completamente frainteso da tutti i recensori che se ne sono occupati decenni che ho avuto modo di leggere. Il "soft clipping" non ammorbidisce affatto il clipping nativo del circuito ma piuttosto LO SOSTITUISCE - di fatto LO SIMULA - E ANTICIPA IN MODO DA EVITARE IL PIU' POSSIBILE un clipping vero e proprio nello stadio finale, che influenzerebbe molto più pesantemente le prestazioni del circuito.
In pratica non è altro che un LIMITATORE DI MASSIMA AMPIEZZA DEL SEGNALE collocato sull'ingresso che semplicemente TOSA il segnale in entrata prima che possa raggiungere ampiezze tali da mandare realmente in clipping l'amplificatore che però, per parte sua, mantiene il tipo di clipping che gli è proprio, hard o soft che sia, tale e quale quello di prima.

Questo circuito, che nella gran parte delle situazioni è poco più di un gadget, non è comunque completamente inutile; gran parte dei danni causati dal clipping vero e proprio negli amplificatori deriva non tanto dall'evento in sé ma dal suo PROLUNGARSI per un certo tempo (da uno a dieci microsecondi, a seconda della velocità di recupero dei transistor finali) oltre la durata dello stimolo che ha effettivamente causato il clipping.

Questo fenomeno, normalmente irrilevante in caso di clipping a palla conclamato (quindi con squadratura del segnale di uscita), contribuisce invece parecchio a inasprire la riproduzione in tutte quelle situazioni di "micro-clipping" sporadico che quasi sempre impedisce ai possessori di amplificatori non particolarmente potenti di ascoltare musica indistorta a volumi REALMENTE sostenuti.
In queste circostanze il soft clipping, anticipando e sostituendo il clipping "lento" dello stadio finale con il clipping "veloce" simulato dalla tosatura del segnale di ingresso da parte di diodi di segnale - che per quanto lenti possano essere - sono sempre comunque sufficientemente veloci da lasciare al palo qualunque stadio finale a bipolari (compresi quelli che utilizzano i forse un po' troppo mitizzati e lodati transistor di potenza tipo Sanken, Toshiba e simili) - limita fortemente l'udibilità del "micro-clipping" consentendo un utilizzo un pelo più spinto dell'amplificatore e incrementando anche (in maniera relativa e probabilmente non apprezzabile con tutti i generi musicali) di un qualcosina la sensazione di dinamica restituita dall'amplificatore - che comunque, sia chiaro, da 20 watt era e da 20 watt rimane, punto.

E siamo arrivati finalmente al puntone rappresentato dallo stadio di ingresso, dalla sua transconduttanza, dal suo guadagno in tensione locale (che si aggiunge a quello del VAS già calcolato prima) e dalle compensazioni dell'intero stadio finale che vi girano attorno. Anticipo subito che questo amplificatore, atipico sotto molti aspetti, è per quanto riguarda le compensazioni "tradizionalista" come pochi altri. Mentre da un lato si è fatto quanto possibile per ottenere uno slew-rate apprezzabile (anzitutto aumentando la corrente di riposo dello stadio di ingresso, con i suoi 1,5 mA si colloca al doppio o anche al triplo delle correnti solitamente assegnate a questo stadio, con un proporzionale incremento dello slew rate di tutto il circuito), dall'altro si sono imposte limitazioni di banda ad anello aperto veramente drastiche; inoltre, i due obiettivi sono stati conseguiti CONTESTUALMENTE, dedicando a ciascuno degli accorgimenti ad hoc.

Per quanto riguarda lo slew-rate complessivo, che normalmente dipende dal valore della capacità di compensazione posta sul VAS e dalla corrente resa disponibile dallo stadio di ingresso per caricarla nel tempo più breve possibile, in questo circuito è determinato QUASI UNICAMENTE dalla velocità con cui il SOLO STADIO FINALE riesce a raggiungere la massima escursione della tensione di uscita.
Detto in altro modo, adottando transistori finali più veloci è in linea di massima possibile aumentare lo slew-rate effettivo dell'amplificatore

Il limite superiore di questo, data la corrente fornita dallo stadio di ingresso (1,5 mA come già detto) e il valore della capacità di compensazione del VAS (C623 e C624 da 22 pF, connessa tra la base del VAS e IL NODO DI USCITA dello stadio finale) si attesta su un più che rispettabile 68 Volt/us, ovvero oltre quattro volte e mezzo quello effettivamente "permesso" (e misurato) sulle uscite del finale (15 Volt/us) i cui transistori sono, per quel che riguarda la risposta in frequenza A REGIME, il vero collo di bottiglia del circuito.

Qualcuno potrebbe giustamente chiedersi a questo punto il perché si è lasciato che lo stadio finale rallentasse lo slew-rate naturale del circuito che lo precede. La risposta è; per evitare di bruciarlo. Se si riflette un momento sulla topologia tipica degli stadi finali usati al giorno d'oggi - in soldoni riducibile a due transistori in serie tra loro che alternativamente collegano il punto di mezzo (e il carico lì connesso) all'uno o all'altro ramo della tensione di alimentazione - è facile rendersi conto che, se vengono soddisfatte alcune condizioni, è possibile realizzare un corto circuito tra i due rami dell'alimentazione  con conseguente danno o anche distruzione sia dello stadio finale sia dell'alimentatore.

Con transistori "lenti" una delle condizioni è costituita dall'entrata in conduzione di uno dei transistori finali senza aver concesso all'altro IL TEMPO NECESSARIO per interdirsi (cioè spegnersi): applicare a una coppia di transistori del genere segnali più veloci dei loro tempi di interdizione (di solito molto più lunghi di quelli di accensione: chi è interessato guardi sui datatasheet il cosiddetto "Ts" - storage time - e lo confronti con tutti gli altri tempi tipici di commutazione e provi a valutarne le conseguenze) significa praticamente condannarli ad andare in fumo in poco tempo. Cosa che viene almeno in parte ostacolata se a "decidere" la massima velocità del segnale consentita all'ingresso dello stadio finale è proprio lo stadio finale stesso. Avrà comunque il suo bel "sudare" ma a ritmi che gli sono comunque più congeniali.

Non ci resta ora che calcolare l'entità delle compensazioni facenti capo all'ingresso del VAS e al terminale invertente dello stadio di ingresso - il 2SC1400 ovvero Q601 in un canale e Q602 sull'altro: NPN, Vceo 100 Volt, Hfe tipico 500, nessun vero equivalente esistente ma con buoni sostituti 2SC2362 (Sanyo) e 2SC2240 Toshiba. Non è critico e sostituirlo con un BC550B Philips non dovrebbe comportare problemi di alcun tipo.
I problemi di calcolo di questo stadio derivano dal fatto che tutte le componenti che concorrono a definire il carico di lavoro (e il guadagno in tensione) di Q601 e Q602 sono "invisibili" e rappresentate dalle impedenze che i componenti attivi facenti capo al nodo del collettore dei transistori di ingresso esibiscono nel loro normale funzionamento.
La prima componente è costituita dall'impedenza di ingressso del VAS, valutabile pari alla "Re" vista dal BC556 (Q605 e Q608) moltiplicata per il suo beta (circa 300): in pratica abbiamo 402 * 300 = 120,6 kOhm. Per la seconda e la terza componente (le Ho di collettore di Q601, 602, 603 e 604) dobbiamo in buona sostanza tirare a indovinare sulla base di congetture che si spera non siano troppo strampalate.
Ciò vale soprattutto per i BC559 (Q603 e Q604) il cui ruolo effettivo è tutt'altro che evidente a colpo d'occhio. All'apparenza sembrano essere dei semplici carichi attivi, nei quali però la presenza nella loro retroazione locale delle capacità di Miller C617 e C618 da 47 pF li trasforma in trappoloni il cui comportamento al salire della frequenza è tutto da definire. Per ora faremo finta che tali capacità non ci siano per riprendere la questione in un secondo momento.
In queste condizioni i BC559 si comportano allo stesso modo dei BC556 privati del buffer BD139 e con le "Re" virtuali sostituite da resistenze equivalenti reali (molto prossime ai 390 Ohm di R629 ed R630 poste sugli emettitori dei BC559). E pure la loro Zo, se il collettore dei 559 fosse scollegato dal resto del circuito, è pressochè identica (718 kOhm) così come lo sarebbe il loro guadagno intrinseco in tensione (Zo/Re =718k/407 = 1765 circa).

Tuttavia questi BC559 non vengono affatto soli ma accompagnati da una "coda" di componenti facenti capo alla loro base che, manipolando il valore di Hre di tali transistori, ne modificano il comportamento trasformandolo in una sofisticata compensazione a doppia pendenza, ottenuta variando il guadagno di tensione utilizzato come "moltiplicatore di capacità" per effetto Miller rispetto a C617 e C618, che viene moltiplicato per due coefficienti diversi a seconda del fatto che che la frequenza del segnale stia sopra o sotto gli 8650 Hz (definiti dalla rete costituita da R621, R623 e C611 per un canale e da R622, R624 e C612 per l'altro). Vedremo tra poco i dettagli "nascosti" di questa  "banale" rete di polarizzazione solo un po' più barocca del solito.

Intanto, rispetto al problema dell'impedenza di uscita sul nodo dei collettori di Q601 e Q603 (Q602 c Q604), possiamo aggiungere il secondo contributo: il BC 559 si presenta in AC - fino a circa 8 kHz - come un carico da 266 kOhm, che posti in parallelo ai 120,6 kOhm esibiti dalla base del VAS, rappresentano un carico utile di circa 83 kOhm. A questi dobbiamo affiancare anche l'impedenza di uscita del 2SC1400 che possiamo valutare empiricamente come pari all'inverso della sua Hoe moltiplicati per 1+Re/R631 (R632 per l'altro canale). Tale rapporto equivale a circa 2,6 che, stimando la Hoe di 2SC1400 simile, a parità di corrente di collettore, a quella di altri transistori dello stesso tipo (33 uS o giù di lì), porta a un'impedenza di uscita al collettore di circa 78.8 kOhm, quali abbassano l'impedenza complessiva del nodo a soli 40.6 kOhm, con un guadagno in tensione dell'intero stadio di ingresso di circa 923, ovvero 59 dB che aggiunti ai 65 dB del VAS fanno un totale di 124 dB ad anello aperto, valore che impone roll-off draconiani: con il solo C623 da 22 pF, si comincia a "scendere" già a partire dai 104 Hz, sui quali, come vedremo tra poco, va poi a infierire anche l'azione del polo/carico attivo BC559.

Un dato complessivamente sconfortante ma che costituisce il prezzo inevitabile che si è dovuto pagare per poter usare con tranquillità i 2N3055/MJ2955, quelli che qualcuno anni fa definì con ironia, "i finali più lenti del West". A dimostrazione del fatto che se la cattiva qualità si può sempre pagare a carissimo prezzo, la buona qualità non gode ahimè delle stesse "virtù" dal lato opposto: le economie, nonostante tutte le accortezze che si possono usare, prima o poi pongono delle ipoteche anche sulla qualità dei risultati.

Tornando al nostro circuito, un roll-off a circa 100 Hz su un guadagno open loop totale di 124 dB, significa ritrovarsi a circa 10 kHz (due decadi sopra) con un guadagno ad anello aperto di circa 84 dB da cui, sottraendo il guadagno effettivamente utilizzato nel circuito (23 dB che arrotondiamo a 24 per comodità di conto), rimagono chiusi in anello ancora 60 dB: un po' troppi per stare tranquilli senza l'ausilio di altri "guinzagli" che tengano a bada il rischio di inneschi. E infatti di guinzagli ve ne sono addirittura tre, due passivi sulla rete di retroazione (la serie R633 + C621 e il parallelo R661, R635 della rete di retroazione con C619) che servono a sostenere il margine di fase ad alta frequenza in modo da allontanare il pericolo che si instaurino delle retroazioni positive nell'anello, e uno attivo costituito dal BC559 (Q603) che, diminuendo la resistenza di carico che rappresenta rispetto al collettore di Q601 e alla base di Q605, finisce per DIMINUIRE IL GUADAGNO RESO DISPONIBILE DALLO STADIO DI INGRESSO e di conseguenza anche la parte di guadagno di anello per cui contribuisce. Il tutto gestito in una sofisticata rete di equilibri il cui scopo fondamentale è conseguire alcuni obiettivi ben precisi:

1) Massimizzare il guadagno d'anello disponibile in banda audio compensandolo il più possibile con un unico polo che, pur agendo in maniera decisa all'interno della banda, consenta di mantenere fino a frequenze relativamente elevate (circa 8 kHz come abbiamo visto più sopra) tassi di retroazione tipici di amplificatori equipaggiati con stadi finali veloci, cioè decisamente elevati rispetto alla media usuale (e qui siamo grosso modo tra una volta e mezzo e il doppio!), pur tenendosi lo stadio finale che si ha. Il vantaggio principale di ciò consiste nel disporre di un margine di retroazione maggiore per "spianare" in maniera più incisiva la distorsione di incrocio proprio alle frequenze dove un uso tradizionale della retroazione ha ormai cominciato a perdere molti colpi.

2) Conservare per gran parte della banda audio (in effetti la parte PIU' PERICOLOSA della banda audio per via della presenza sull'uscita dei finali dei crossover dei diffusori) la compensazione più semplice possibile (a singolo polo cioè) in modo da conservarsi quanto più margine di fase rispetto alle rogne del carico di uscita, solitamente tanto più feroci quanto più il diffusore è di costo medio-basso (e quindi più passibile di acquisto in "bundle" con l'amplificatore stesso). Tutto questo fino alla frequenza più alta possibile passata la quale una diminuzione del guadagno disponibile ad anello aperto o un inasprimento delle compensazioni diviene inevitabile.

3) Dei possibili sistemi per indebolire il guadagno ad anello aperto oltre una certa frequenza critica, utilizzare quello che intaccasse il meno possibile i margini di fase e lo slew rate del circuito.

Nello specifico, come avrete ormai indovinato, il sistema usato per conseguire il punto 3 consiste proprio nell'uso particolare del BC 559 che viene utilizzato non come un generico "carico attivo" ma piuttosto come un vero e proprio RESISTORE VARIABILE controllato attraverso l'effetto Miller (o meglio attraverso la manipolazione del parametro Hr del BC 559 che ne costituisce il vero e proprio "cuore". En passant un tipo di manipolazione che getta luce sulle vaste possibilità rese accessibili da una conoscenza intima dei circuiti equivalenti dei dispositivi attivi - transistori in questo caso ma il discorso vale anche per FET, tubi e combinazioni assortite).

Fino a circa 277 Hz il BC559 si comporta come una resistenza che, come abbiamo visto qualche paragrafo sopra, dal suo collettore appare da 266 kOhm. A partire da 277 Hz fino a circa 8650 Hz la "resistenza" si trasforma in un "condensatore" fisso da 2 nF posto in parallelo all'ingresso del VAS (che di suo, tramite il proprio effetto Miller, di nF ce ne mette ben 38). Questo condensatore "nascosto", preso insieme a C623 da 22 pF forma un PARTITORE CAPACITIVO il cui fine principale è arrestare la caduta del guadagno del VAS al salire della frequenza a un valore pari a circa 92 (39 dB).

Questa caratteristica mi ha indotto a verificare il comportamento dello stadio di ingresso del finale di questo NAD al simulatore, facendo emergere un andamento insolito del guadagno ad anello aperto con il crescere della frequenza che, oltre che interessante di per sè, è anch'esso rivelatore delle idee che erano nella testa del progettista di questo apparecchio.
In pratica abbiamo una prima sezione della funzione di trasferimento che copre tutta la banda audio fino a circa 8-10 kHz in cui il circuito si comporta, pur con un guadagno di anello mediamente più alto del solito, come quasi tutti gli altri amplificatori fortemente controreazionati.
Oltre i 10 kHz, la caduta del guadagno ad anello aperto si ferma per riprendere a calare solo oltre i 100 kHz dove, aiutata da altre piccole compensazioni di accompagnamento - che servono più che altro a sostenere il margine di fase del circuito - e dai limiti intrinseci dei transistori finali, finisce per "atterrare" grosso modo alla frequenza di un MHz (dove comunque i 2M3055/MJE2955 sono ormai divenuti dei pesi morti e sono vicariati dai soli piloti, che per parte loro potrebbero lavorare fin oltre i 10 MHz anche se sarebbe piuttosto arduo considerarli "transistori di potenza").

Chi si è letto la precedente analisi sul V7000 Grundig avrà sicuramente notato una somiglianza non di poco conto nell'utilizzo della controreazione dei due apparecchi: entrambi, sia pure con soluzioni circuitali completamente differenti, adottano ogni artificio possibile PER SOSTENERE IL GUADAGNO DI ANELLO ANCHE IN ZONA ULTRASONICA PUR IMPEDENDO IN ESSA L'INGRESSO DI QUALSIASI SEGNALE AUDIO PROPRIAMENTE DETTO.

Nel NAD avviene ancora più esplicitamente che nei Grundig: qualsiasi segnale audio che non provenga dal suo preamplificatore interno DEVE passare per il filtro d'ingresso del finale - a 12 dB/ottava - che, senza tante storie, taglia ogni frequenza superiore ai 20 kHz, segno anche questo che vi è un qualche tipo di problema in regione ultrasonica che, se non può essere affrontato "in casa" (con il sostegno della SVRR in tale regione di frequenze), viene il più possibile "ucciso sull'uscio di casa" al punto di non peritarsi troppo se nel farlo viene sparso un po' di "sangue innocente" (indipendentemente dal fatto che sia o meno udibile, un filtro a 12 dB/ottava praticamente attaccato all'estremo superiore della banda udibile comporta delle evidenti rotazioni di fase anche su parte del segnale audio: evidentemente questo, rispetto al "problema X", è stato ritenuto il minore dei mali).

E con queste ultime righe si conclude l'analisi dello stadio finale del NAD 3020.

Piercarlo Boletti

NOTE

(1) A questo proposito va comunque ricordato che, nel caso si usasse la prima generazione tecnologica del 2N3055 (la cosiddetta "mesa" o "Hometaxial", contraddistinta dal suffisso "H" ed estinta già alla fine degli anni settanta) è effettivamente possibile, con le dovute cautele, usare tali finali senza resistenze di emettitore in quanto esse sono a tutti gli effetti incorporate nella loro costruzione fisica. Tuttavia tale possibilità cessa di esistere dagli anni ottanta in poi e, nel caso dei Motorola, già nella seconda metà degli anni settanta del secolo scorso.

(2) La scelta si è rivelata col tempo preventivamente salutare soprattutto nei confronti di coloro a cui piace andare a ritoccare a vanvera le correnti di riposo dei finali (tra cui il sottoscritto, ahimè).

(3) L'espediente di minimizzare la parte variabile della corrente di lavoro di un dispositivo rispetto alla parte fissa di riposo per migliorare la linearità del circuito risale agli albori degli amplificatori audio (usati fin dagli anni venti come amplificatori telefonici) e perdurò fino all'invenzione della retroazione negativa che, per quanto riguarda i circuiti elettronici, avvenne solo nella seconda metà del 1927.
Va notato di passata come la godibilità di molti single-ended a tubi, dalle distorsioni nominali piuttosto raccapriccianti, risieda proprio nel fatto che in pratica i livelli reali di funzionamento avvengano a livelli di potenza piuttosto contenuti, con escursioni effettive delle correnti di segnale rispetto al totale della corrente di polarizzazione relativamente modeste a cui conseguono quindi distorsioni molto più ridotte e ragionevoli di quanto ci si potrebbe aspettare altrimenti.

(4) Un 2SC1400, di cui purtroppo, oltre agli absolute maximum ratings, e al suo essere stato prodotto da NEC, non sono riuscito a rintracciare dati più consistenti di una lista di equivalenti, di cui il più raccomandato è il 2SC1775, un NPN piuttosto ubiquitario nei circuiti audio nipponici – nello schema è stato comunque sostituito con un molto più reperibile BC549B che è oltretutto complementare al BC559B che funge da carico attivo dell'intero stadio.

(5) Questi valori, riferiti ad un carico di 8 ohm nominali, sono abbastanza tipici per gli stadi finali costituiti da una coppia di inseguitori di emettitore in cascata e, pur variando anche significativamente in accostamenti diversi tra coppie di piloti e di finali, non variano però come ordine di grandezza, restando confinati in un range che va dai 15 ai 30 kohm, variazione che si riflette in una escursione di 6 dB tra minimo e massimo di un guadagno ad anello aperto che, in questo tipo di circuiti, di rado scende sotto gli 80-90 dB.

(6) Naturalmente essendo questo "generatore di corrente" solo un artefatto dinamico generato della rete di bootstrap in presenza di segnale, le sue proprietà esistono anch'esse solo in sua presenza. Tuttavia, nonostante questo "generatore" abbia (ovviamente!) prestazioni inferiori ad un vero generatore di corrente, può essere considerato, in questi usi, un più che valido sostituto. Per maggiori dettagli si veda un mio articolo pubblicato nel forum di electroyou: "Piccoli amplificatori per capire"

(7) Il primo di questi due guadagni è generato dal BC556B e vale circa AvBC556B = 11.7 volte. Esso deriva dal carico che questo transistor vede sul suo collettore (190 ohm, prodotti dal parallelo della resistenza da 390 e della hie del BD139 pari a 275 ohm circa) diviso dalla sua Re interna (16.2 ohm, cioè l'inverso della sua gm alla corrente Ic di 1.6 mA). Il secondo, corrispondente al guadagno Av del solo BD139, si ricava invece dividendo la resistenza da 68 ohm per la Re del BD139 ottenendo AvBD139 = 24,7 il cui prodotto da appunto 289 (circa, un avverbio sempre implicito nei calcoli pratici di qualunque circuito!).

(in corso di revisione - aprile 2018)