lunedì 2 luglio 2012

NAD 3020 - Un "Classico" molto poco classico

Questo lungo articolo sul NAD 3020 comparve la prima volta nel 2008 sul forum di Videohifi sotto forma di due post concatenati tra loro. Di questo amplificatore ne sono uscite più versioni di cui, mentre lo stadio finale rimase sostanzialmente immutato per oltre un decennio, il preamplificatore subì invece revisioni e rifacimenti integrali che, partendo da una impostazione "deviante" ma interessante (quella descritta in questo articolo) si è poi riallineata su binari più canonici, sicuramente più collaudati tecnicamente ma decisamente meno stimolanti da descrivere. Ma se saggeza vi dev'essere anche in un progetto elettronico, questa non è necessariamente marcata solo da salti in avanti, anzi! Un meditato e riflettuto ritornare sui propri passi, riprendendo dove serve la strada già percorsa da altri alla fine del viaggio può rivelarsi una scelta molto più sensata del "fare avanguardia" a tutti i costi.

IL NAD 3020 - Lo stadio finale


Lo stadio finale del NAD 3020 - Rispetto allo schema originale (non aggiornato rispetto al layout effettivo del circuito) sono state aggiunte le resistenze in serie agli emettitori dei transistori di uscita e cambiati alcuni transistori ormai estinti da decenni (come il 2SC1400, di cui non sono neppure più reperibili dati in rete) con altri equivalenti - ciò anche in vista del fatto che con ottima probabilità i transistori di segnale siano stati scelti tra i generici diponibili sul momento al prezzo più conveniente).L'alimentatore del NAD 3020 - Rispetto allo schema originale sono state aggiunte le indicazioni relative alla tensione rettificata ottenibili con l'attuale tensione di rete nominale a 230V, che da oltre quindici anni ha preso il posto della vecchia tensione di rete a 220V

Nelle figure soprastanti (tratte dal manuale di servizio e un po' rivedute sia per correggere alcune dimenticanze sia per attenuare un po' la sconfortante sciatteria con sui sono stati disegnati) sono riprodotti gli schemi dello stadio finale e dell'alimentatore del NAD 3020 di cui stiamo per parlare. Personalmente non ho mai avuto l'opportunità di sentire suonare questo amplificatore ma nel corso degli anni mi son ritrovato parecchie volte per le mani lo schema di questo integrato e, pur non potendo fare a meno di constatare il suo essere un amplificatore pensato per risparmiare di tutto e di più sulla componentistica, nondimeno balza immediatamente all'occhio che al progettista era ben chiaro che fare economia sui componenti non giustificava di per sè alcuna economia nel pensare al miglior uso possibile di ciò che rimaneva. E soprattutto non giustificava il fare economie a vanvera, tanto per far contento l'ufficio contabile.
In questo amplificatore - tutt'altro che perfetto ed esente da critiche ma anche piuttosto lontano dal voler essere economico al punto da snaturare la sua "identità" - non si troverà nulla più del necessario ma nemmeno nulla di meno. Quello che "manca" in termini di mezzi materiali è stato sostituito da idee ben precise da parte del progettista su cosa, dal suo punto di vista, serve o non serve a ottenere un amplificatore audio che faccia onestamente e decorosamente il mestiere per cui è nato: suonare.

Secondo un vecchio articolo della rivista francese "l'Audiophile" ("Le NAD 3020, un remarquable compromis", di G.Chrétien, L'Audiophile, n. 18, dicembre 1980) che ho avuto l'opportunità di leggere, questo amplificatore è nato come un'operazione commerciale mirata a produrre un prodotto economico ma qualitativamente dignitoso e allo stesso tempo in grado di trarre buoni profitti dal suo piazzamento nelle vendite. La NAD ha rappresentato la società e il marchio creati appositamente dal gruppo di investitori che stava dietro al progetto per dargli le gambe commerciali per divenire concretizzarsi sul mercato. Le conclusioni dell'articolo sono abbastanza simili a quelle che ho tratto io dallo studio diretto dello schema del NAD 3020, almeno per quanto è confrontabile dei due testi: il testo francese è giusto la recensione di un apparecchio da parte di una rivista, non un articolo di analisi dello stesso.

Tornando a noi, la prima significativa "devianza" del NAD 3020 rispetto agli standard commerciali e progettuali tipici oggi come all'epoca del settore audio-consumer, la ritroviamo già nell'alimentatore: escluso il solo stadio di potenza dei due canali, l'alimentazione di TUTTO l'amplificatore, compreso il VAS degli stadi finali, è stabilizzata - spartanamente e senza fronzoli ma lo è e questo, pur non garantendo di per sè "il buon suono", aiuta moltissimo il resto del circuito a conseguirlo. Un aspetto questo che, come vedremo nell'articolo dedicatogli, è condiviso anche dal veterano Grundig SV85, un amplificatore che diversamente dal NAD ho utilizzato con soddisfazione per diversi anni e che solo di recente è stato "rimpiazzato" (ma tenuto sempre da parte) da un Grundig R25 che di sostanziale "in più" ha giusto il sintonizzatore (ottino, anche in virtù di una circuitazione piuttosto sofisticata, pensata anzitutto per garantire un'ottima qualità di ricezione della FM nelle condizioni di affollamento di banda ATTUALI e non quelle idilliache degli anni cinquanta del secolo scorso!)
Altri apparecchi commerciali che condividono questa impostazione delle alimentazioni li ho visti solo in apparecchi a MOSFET che, a causa dell'ampio offset in tensione tra l'uscita del VAS e l'uscita dello stadio finale, sono costretti ad adottare, per i due stadi, due alimentatori dedicati. E' mia opinione peraltro che, dove gli amplificatori a MOSFET di potenza si sono guadagnati la fama di "bensuonanti", la ragione vera di ciò stia proprio e soprattutto nella diversa configurazione adottata delle alimentazioni piuttosto che in altre caratteristiche circuitali (anche perchè schematicamente i finali adottanti i MOSFET come dispositivi di uscita non si differenziano in modo realmente significativo rispetto agli analoghi a transistor bipolari).

Stabilizzare l'alimentazione di tutti gli stadi di segnale di un amplificatore (in realtà anche solo filtrarla efficacemente in modo "attivo") è il primo e fondamentale passo per ridurre ai minimi termini uno uno dei problemi più dannosi (in effetti il più importante circuitalmente non tanto per l'amplificatore in sè quanto per ll'ambiente elettrico in cui "vive" - e la maggior parte degli amplificatori in commercio sono, sotto questo aspetto, veri e propri gioielli circondati dalla cacca) che deve affrontare un amplificatore audio - l'auto-intermodulazione delllo stadio finale sugli stadi di segnale che lo precededono, attuata attraverso le linee di alimentazione comuni ad entrambe - che di solito viene "tamponato" ma non realmente risolto da massicce dosi di controreazione che vanno a figurare come SVRR (Supply Voltage Rejection Ratio, che in pratica costitusce una misura dell'efficacia della controreazione - che nei circuiti a stato solito è di solito, per motivi economici, anche la loro unica antagonista - contro le porcherie che girano sulle alimentazioni).

In secondo luogo, non esistendo più la necessità di trasformare l'amplificatore anche in una sorta di "autostabilizzatore" delle proprie alimentazioni, il guadagno di anello dell'amplificatore può essere dimensionato secondo le reali necessità di linearizzazione del circuito (tutto sommato abbastanza modiche e regolate in primo luogo dal minimizzare il più possibile la distorsione di incrocio dello stadio finale), a tutto vantaggio della stabilità e della larghezza di banda ottenibile già ad anello aperto. Ma vediamo ora, nello stadio finale, se e come il progettista si è avvalso di queste possibilità.

Contrariamente a quanto segnato negli schemi circolanti in rete, in cui i transistori finali sono rappresentati senza resistenze di emettitore, nella realizzazione fisica dell'apparecchio tali resistenze sono invece presenti e di valore abbastanza scontato (0.22 Ohm). Tale valore, sulla base dei valori di tensione consigliati da leggere su tali resistenze (tra i 5 e gli 11 mV), permette di risalire alla corrente di riposo consigliata per i soli finali, compresa tra i 23 e i 50 mA, un valore prudente (in effetti a malapena sufficiente) che tiene conto del fatto che i dissipatori impiagati nell'apparecchio non sono precisamente del tipo "generosamente surdimensionato". D'altra parte, non esistendo un trimmer per la regolazione della corrente di riposo ma soltanto la possibilità di variare le resistenze fisse R641 ed R647 (rispettivamente R642 ed R648 per l'altro canale) la corrente di riposo va presa come la passa il convento, a meno di non metterci le mani direttamente sulle resistenze citate.

I piloti 2N6551 e 6554 sono a tutti gli effetti una versione migliorata dei noti BD137-138, rispetto ai quali, incorporando una piccola aletta di dissipazione, possono dissipare qualcosa in più in aria libera senza richiedere un radiatore dedicato. Tenendo conto del fatto che è un amplificatore nato per costare il meno possibile, la qualità dei semiconduttori è quantomeno discreta e l'unico vero appunto che si può muovere sulla loro scelta è che, per quanto riguarda le massime tensioni di lavoro, sono quasi tutti al pelo dei loro limiti.

D'altra parte fare delle economie significa anche correre qualche rischio che, calcolato quanto si vuole, sempre rischio rimane. Già le "generose" dimensioni del radiatore la dicono lunga su come la pensava il progettista: in casa bastano 2-3 watt continui, 10 per i cinque minuti alla settimana in cui si vuole un po' di birra e 30 per i due secondi in cui ogni tanto qualche brano musicale richiede uno sforzo in più. Tutto il resto è eccesso e se qualcuno ama gli eccessi o si procura qualcosa di adeguato per soddisfarli oppure sono cavoli suoi, punto. Detto in altro modo, questo è giusto un buon apparecchio da appartamento e basta; tutto il resto, compreso l'onnipresente mito delle "riserve dinamiche dei NAD" sono solo chiacchiere senza fondamento.

Anche perchè la vera sostanza comincia alle spalle dello stadio finale, con un VAS e uno stadio di ingresso cha saranno forse economici ma che sono tutto fuorchè banali. Il VAS in particolare è strutturato in modo tale da consentirgli di mettere tranquillamente i piedi in testa alle bizze del carico ma da non acconsentire affatto il viceversa: i suoi rapporti nei confronti del carico sono (beneficamente) unilaterali: "tu suoni come dico io e basta". Q605 e Q607 e i corrispondenti Q606 e Q608 dell'altro canale realizzano in pratica un transistor "ibrido" che è allo stesso tempo un "supertransistor" ad alto guadagno in tensione e a bassa impedenza di uscita, il tutto linearizzato localmente dalle resistenze di "emettitore" (tra virgolette perchè non indica gli emettitori di Q605 e 606 ma quelli dei "supertransistor" composti insieme a Q607 e 608).

Contrariamente all'uso solito, il VAS di questo circuito è stato progettato più nell'ottica di massimizzare il suo comportamento da generatore di tensione intrinseco che non da "produttore" di guadagno di tensione ad anello aperto. Fa anche questo naturalmente ma non lo fa da solo: in suo soccorso arriva uno stadio d'ingresso piuttosto elaborato che, in tutta la sua complessità, pare "urlare" quello che sembra essere un principio fondante della filosofia audio del suo progettista all'epoca in cui progettò questo apprecchio: non voglio differenziali in casa mia! Un principio che reincontreremo anche nello stadio phono, in cui, non potendo eludere completamente la questione, il progettista si prende la rivincita nello stravolgerla fino al midollo (nel corso degli anni poi, come si vedrà meglio nello schema del preampli del Proton 520, le idee sono evidentemente cambiate, almeno per quel che riguarda i preamplificatori: al rigurando infatti la circuitazione del Proton è piuttosto convenzionale anche se curata: e che si tratti di una scelta tecnica e non di una "conversione a San Marketing" è testimoniato dal fatto che il finale e l'alimentatore sono rimasti concettualmente identici - Per gli interessati, lo schema del Proton 520 è scaricabile dal sito www.hifiengine.com).

E siamo arrivati al momento in cui diviene indispensabile fare qualche conto. Come d'uso in queste circostanze, prima di tirare fuori i numeri dobbiamo però sapere le correnti che circolano nella sezione di segnale dello stadio di uscita. La corrente senza segnale del "super-VAS" è pari a circa 10 mA, una corrente largamente eccedente le esigenze di pilotaggio richieste dallo stadio di uscita (che, anche in condiizioni "stressate" - e a rischio! - non richiede più di 2-3 mA massimi alla base dei piloti); questo "eccesso" di polarizzazione e di corrente disponibile, che incontreremo anche nello stadio d'ingresso, rappresenta, a costo zero, un mezzo semplicissimo per aumentare la linearità dei singoli stadi a transistor che, per la loro stessa natura fisica, sarebbero altrimenti fortemente penalizzati proprio dall'eccessiva escursione delle correnti: più queste stanno tranquille e migliore è la linearità risultante dello stadio A QUALSIASI LIVELLO DI POLARIZZAZIONE SI OPERI: che le correnti di riposo siano alcuni milliampere o soltanto alcuni decimi di milliampere, la regola da seguire nei loro confronti rimane comunque la stessa: mantenerle più "ferme" che si può - che in pratica significa usare correnti di riposo largamente surdimensionate rispetto a quelle richieste dalle escursioni di tensione sul carico.

Dei 10 mA circa che a riposo entrano nel "collettore" del "Super-VAS", 8,5 passano per il BD139 mentre 1,5 passano per il BC 556, che di fatto si trova a lavorare a corrente costante in qualsiasi condizione di lavoro dell'amplificatore. Poichè in questo stadio tale transistor oltre a generare il guadagno di tensione ne genera anche gran parte della distorsione, di fatto abbiamo un "super transistor" che annovera tra i suoi plus anche quello di essere effettivamente privo di distorsioni significative (non oltre lo 0.1 per cento se tenuto al di fuori della saturazione).
E poichè lo stesso si può dire anche per lo stadio di ingresso, ci ritroviamo con un amplificatore la cui distorsione residua - d'incrocio - dipende interamente dallo stadio finale, l'unico per cui purtroppo non esistono trucchi di nessun genere, che non siano il dargli la botta di controreazione che serve o, quando possibile (cioè NON in questo caso), polarizzarlo in classe A. Un ottimo risultato per un ampli economico, che testimonia ancora una volta come si sia economizzato ovunque tranne che nell'uso di intelligenza ed esperienza: se il progettista aveva tra i suoi obiettivi anche il sottolineare di sapere il fatto suo, l'ha cemtrato in pieno.

Calcolare il guadagno intrinseco del "VAS" di questo amplificatore non è immediatissimo e richiede l'assunzione di alcune semplificazioni che, pur non esiziali, costituiscono pur sempre anche delle imprecisioni. Anche se, data l'esistenza del carico attivo sul collettore del transistor di ingresso (un 2SC1400, di cui purtroppo non sono riuscito a reperire dati di alcun tipo se non giusto una lista di equivalenti e il fatto che era prodotto dalla NEC... Sono questi piccoli incidenti che, più di tanti altri, fanno capire quanto tempo è passato da quando fu progettato! - Come visibile nello schema, si può però tranquillamente sostituire con un molto più reperibile BC549B), sembrerebbe semplice cavarsela con il sistema di calcolo della transconduttanza dello stadio di ingresso come si usa con gli operazionali, in questo caso siamo quasi completamente fregati dal fatto che 1) lo stadio di ingresso non è un differenziale e 2) il suo carico attivo funge anche da polo attivo di compensazione, imbrogliando non poco le carte in tavola. Morale della favola: armiamoci di santa pazienza e facciamoci a matitina i conti che servono.

Il primo passo che dobbiamo compiere è definire il carico su cui il VAS lavora per definire il suo massimo guadagno in tensione. A causa dell'effetto di buffering di Q607 e Q608, il carico del finale moltiplicato per il beta totale dello stadio di uscita (un rispettabile minimo di 3000 alla potenza di uscita nominale, da cui consegue, con diffusori da 8 Ohm, un carico riflesso di circa 24 kOhm - un buon valore per uno stadio di uscita che usa la coppia 2955+3055) viene estromesso dai componenti il carico del VAS, che in pratica viene definito per intero dal fattore Ho in circuito del BC556 - dipendente da Hoe di questo che, con una Ic di 1,5 mA, vale circa 33 uA/Volt, ovvero 30 kOhm di impedenza di collettore RISPETTO AL SUO EMETTITORE.

Questo valore, rapportato alla Re naturale del BC556 (17 Ohm circa in questo caso) va adeguato al "punto di vista" del resto del circuito, che deve tener conto della transconduttanza effettiva del transistor inserito in circuito. Questa trasconduttanza si calcola tenendo nel dovuto conto le R643 e 644 da 68 Ohm. Queste resistenze non sono viste dall'emettitore del BC556 al loro valore nominale ma MOLTIPLICATE per il rapporto tra le correnti che scorrono in Q605-Q606 (i BC556) e in Q607-Q608 (i BD139). Tale rapporto vale 8,5/1,5 = 5,7 (circa) e in pratica fa apparire R643 e 644 come resistenze da 385 Ohm anzichè da 68 Ohm quali sono veramente.
Siamo quasi arrivati: il rapporto esistente tra Re naturale del BC 556 (17 Ohm) e quello effettivamente visto dal circuito (385+17 = 402 Ohm) corrisponde anche al rapporto tra Hoe e Ho, che nel nostro caso vale 23,3 e "produce" una impedenza di carico utile per il VAS di circa 767 kOhm - che parallelati con i 24 kOhm moltiplicati per il beta di BD139 (100, che porta l'impedenza riflessa dello stadio finale sul collettore del BC556 a 2.4 MOhm) danno un carico di lavoro pari a 581 kOhm che, a loro volta divisi per i 402 Ohm di Re effettiva vista dal "supertransistor", ci da un guadagno di tensione pari a 1445 circa (63 dB).

Tale guadagno, oltre a essere comunque un buon risultato, è praticamente indipendente da qualsiasi condizionamento esterno al "supertransistor", soprattutto dalle bizze del carico e dell'alimentazione (che è comunque stabilizzata). Ma non è ancora finita perchè il BD139 ha ancora da mettere la sua ciliegina sulla torta, abbassando l'impedenza di uscita del VAS: con un beta tipico del BD139 pari a 100, questa passa da 767 kOhm a 7,67 kOhm, cioè A MENO DI UN TERZO dell'impedenza riflessa sul VAS dallo stadio finale, un risultato non da campionato ma comunque notevole, soprattutto se si tiene conto del fatto che la maggioranza degli amplificatori riescono AL PIU' a restare in pari tra i due valori, con una stabilità delle altre caratteristiche (distorsioni, guadagni in tensione e impedenze) che definire "discutibili" è già fargli un grosso complimento!

Questo amplificatore ha, sotto l'aspetto tecnico, i suoi fondatissimi "perchè" nel distinguersi dagli altri. Se poi qualcuno mi viene a rimbrottare che "sì, però l'ascolto è tutto mentre la tecnica lascia il tempo che trova", permettetemi di mandarlo fermamente a quel paese. In questo come in tutti gli altri casi che ho incrociato finora la relazione tra caratteristiche circuitali e le prestazioni complessive ottenibili da un dato schema è piuttosto stretta ed è assolutamente normale che sia così.

Rimane ancora, dello stadio finale, da descrivere lo stadio di ingresso e le compensazioni. Prima vale però la pena di sottolineare che, nonostante le possibilità concesse dall'alimentazione stabilizzata, il progettista ha comunque preferito rimanere su tassi di controreazione piuttosto sostenuti. Non contando per il momento il contributo dello stadio di ingresso e sottraendo il guadagno ad anello chiuso (pari a circa 14, ovvero 23 dB), il guadagno di anello si attesta, già con il solo contributo del VAS, a oltre 50 dB, non pochi e che nell'ottica del progettista sono da intendersi come interamente dedicati a "spianare" la distorsione di incrocio, contro cui non solo non ci sono miracoli che tengano ma che pure tende ad essere aggravata dalla relativa lentezza dei dispositivi finali.
Da questo punto di vista anche la relativa morbidezza dei vincoli dello stadio finale nei confronti di possibili escursioni termiche ha i suoi perchè così come li hanno diversi accorgimenti - soprattutto nella scelta delle distanze tra le diverse tensioni di alimentazione - volti a scongiurare il più possibile la saturazione dei transistor finali, situazione in cui solo transistor espressamente progettati per lavorare in saturazione riescono a conservare un qualcosa di simile alla "velocità" (o meglio riuscivano: oggi sono stati quasi interamente sostituiti dai MOSFET di potenza, il cui comportamento in saturazione è decisamente più semplice e maneggevole).

Direi che a questo punto cade a puntino almeno una nota sul cosiddetto "soft clipping", il cui funzionamento è stato completamente frainteso da tutti i recensori che se ne sono occupati negli ultimi decenni che ho avuto modo di leggere. Il "soft clipping" non ammorbidisce affatto il clipping nativo del circuito ma piuttosto LO SOSTITUISCE - di fatto LO SIMULA - E ANTICIPA IN MODO DA EVITARE IL PIU' POSSIBILE un clipping vero e proprio nello stadio finale, che influenzerebbe molto più pesantemente le prestazioni del circuito.
In pratica non è altro che un LIMITATORE DI MASSIMA AMPIEZZA DEL SEGNALE collocato sull'ingresso che semplicemente TOSA il segnale in entrata prima che possa raggiungere ampiezze tali da mandare realmente in clipping l'amplificatore che però, per parte sua, mantiene il tipo di clipping che gli è proprio, hard o soft che sia, tale e quale quello di prima.

Questo circuito, che nella gran parte delle situazioni è poco più di un gadget, non è comunque completamente inutile; gran parte dei danni causati dal clipping vero e proprio negli amplificatori deriva non tanto dall'evento in sè ma dal suo PROLUNGARSI per un certo tempo (da uno a dieci microsecondi, a seconda della velocità di recupero dei transistor finali) oltre la durata dello stimolo che ha effettivamente causato il clipping.

Questo fenomeno, normalmente irrilevante in caso di clipping a palla conclamato (quindi con squadratura del segnale di uscita), contribuisce invece parecchio a inasprire la riproduzione in tutte quelle situazioni di "micro-clipping" sporadico che quasi sempre impedisce ai possessori di amplificatori non particolarmente potenti di ascoltare musica indistorta a volumi REALMENTE sostenuti.
In queste circostanze il soft clipping, anticipando e sostituendo il clipping "lento" dello stadio finale con il clipping "veloce" simulato dalla tosatura del segnale di ingresso da parte di diodi di segnale che - per quanto lenti possano essere - sono sempre comunque sufficientemente veloci da lasciare al palo qualunque stadio finale a bipolari (compresi quelli che utilizzano i forse un po' troppo mitizzati e lodati transistor di potenza tipo Sanken, Toshiba e simili), limita fortemente l'udibilità del "micro-clipping" consentendo un utilizzo un pelo più spinto dell'amplificatore e incrementando anche (in maniera relativa e probabilmente non apprezzabile con tutti i generi musicali) di un qualcosina la sensazione di dinamica restituita dall'amplificatore - che comunque, sia chiaro, da 20 Watt era e da 20 Watt rimane, punto.

E siamo arrivati finalmente al puntone rappresentato dallo stadio di ingresso e dalle compensazioni dell'intero stadio finale che vi girano attorno. Anticipo subito che questo amplificatore, atipico sotto molti aspetti, è per quanto riguarda le compensazioni "tradizionalista" come pochi altri. Mentre da un lato si è fatto quanto possibile per ottenere uno slew-rate apprezzabile (anzitutto aumentando la corrente di riposo dello stadio di ingresso, con i suoi 1,5 mA si colloca al doppio o anche al triplo delle correnti solitamente assegnate a questo stadio, con un proporzionale incremento dello slew rate di tutto il circuito), dall'altro si sono imposte limitazioni di banda ad anello aperto veramente drastiche; inoltre, i due obiettivi sono stati conseguiti CONTESTUALMENTE, dedicando a ciascuno degli accorgimenti ad hoc.

Per quanto riguarda lo slew-rate, che normalmente dipende dal valore della capacità di compensazione posta sul VAS e dalla corrente resa disponibile dallo stadio di ingresso per caricarla nel tempo più breve possibile, in questo circuito è determinato QUASI UNICAMENTE dalla velocità con cui il SOLO STADIO FINALE riesce a raggiungere la massima escursione della tensione di uscita.
Detto in altro modo, adottando transistori finali più veloci è in linea di massima possibile aumentare lo slew-rate effettivo dell'amplificatore

Il limite superiore di questo, data la corrente fornita dallo stadio di ingresso (1,5 mA come già detto) e il valore della capacità di compensazione del VAS (C623 e C624 da 22 pF, connessa tra la base del VAS e IL NODO DI USCITA dello stadio finale) si attesta su un più che rispettabile 68 Volt/us, ovvero oltre quattro volte e mezzo quello effettivamente "permesso" (e misurato) sulle uscite del finale (15 Volt/us) i cui transistori sono, per quel che riguarda la risposta in frequenza A REGIME, il vero collo di bottiglia del circuito.

Qualcuno potrebbe giustamente chiedersi a questo punto il perchè si è lasciato che lo stadio finale rallentasse lo slew-rate naturale del circuito che lo precede. La risposta è; per evitare di bruciarlo. Se si riflette un momento sulla topologia tipica degli stadi finali usati al giorno d'oggi - in soldoni riducibile a due transistori in serie tra loro che alternativamente collegano il punto di mezzo (e il carico lì connesso) all'uno o all'altro ramo della tensione di alimentazione - è facile rendersi conto che, se vengono soddisfatte alcune condizioni, è possibile realizzare un corto circuito tra i due rami dell'alimentazione con conseguente danno o anche distruzione sia dello stadio finale che dell'alimentatore.

Con transistori "lenti" una delle condizioni è costituita dall'entrata in conduzione di uno dei transistori finali senza aver concesso all'altro IL TEMPO NECESSARIO per interdirsi (cioè spegnersi): applicare a una coppia di transistori del genere segnali più veloci dei loro tempi di interdizione (di solito molto più lunghi di quelli di accensione: chi è interessato guardi sui datatasheet il cosiddetto "Ts" - storage time - e lo confronti con tutti gli altri tempi tipici di commutazione e provi a valutarne le conseguenze) significa praticamente condannarli ad andare in fumo in poco tempo. Cosa che viene almeno in parte ostacolata se a "decidere" la massima velocità del segnale consentita all'ingresso dello stadio finale è proprio lo stadio finale stesso. Avrà comunque il suo bel "sudare" ma a ritmi che gli sono comunque più congeniali.

Non ci resta ora che calcolare l'entità delle compensazioni facenti capo all'ingresso del VAS e al terminale invertente dello stadio di ingresso - il 2SC1400 ovvero Q601 in un canale e Q602 sull'altro: NPN, Vceo 100 Volt, Hfe tipico 500, nessun vero equivalente esistente ma con buoni sostituti 2SC2362 (Sanyo) e 2SC2240 Toshiba. Non è critico e sostituirlo con un BC550B Philips non dovrebbe comportare problemi di alcun tipo.
I problemi di calcolo di questo stadio derivano dal fatto che tutte le componenti che concorrono a definire il carico di lavoro (e il guadagno in tensione) di Q601 e Q602 sono "invisibili" e rappresentate dalle impedenze che i componenti attivi facenti capo al nodo del collettore dei transistori di ingresso esibiscono nel loro normale funzionamento.
La prima componente è costituita dall'impedenza di ingressso del VAS, valutabile pari alla "Re" vista dal BC556 (Q605 e Q608) moltiplicata per il suo beta (circa 300): in pratica abbiamo 402 * 300 = 120,6 kOhm. Per la seconda e la terza componente (le Ho di collettore di Q601, 602, 603 e 604) dobbiamo in buona sostanza tirare a indovinare sulla base di congetture che si spera non siano troppo strampalate.
Ciò vale soprattutto per i BC559 (Q603 e Q604) il cui ruolo effettivo è tutt'altro che evidente a colpo d'occhio. All'apparenza sembrano essere dei semplici carichi attivi, nei quali però la presenza nella loro retroazione locale delle capacità di Miller C617 e C618 da 47 pF li trasforma in trappoloni il cui comportamento al salire della frequenza è tutto da definire. Per ora faremo finta che tali capacità non ci siano per riprendere la questione in un secondo momento.
In queste condizioni i BC559 si comportano allo stesso modo dei BC556 privati del buffer BD139 e con le "Re" virtuali sostituite da resistenze equivalenti reali (molto prossime ai 390 Ohm di R629 ed R630 poste sugli emettitori dei BC559). E pure la loro Zo, se il collettore dei 559 fosse scollegato dal resto del circuito, è pressochè identica (718 kOhm) così come lo sarebbe il loro guadagno intrinseco in tensione (Zo/Re =718k/407 = 1765 circa).

Tuttavia questi BC559 non vengono affatto soli ma accompagnati da una "coda" di componenti facenti capo alla loro base che, manipolando il valore di Hre di tali transistori, ne modificano il comportamento trasformandolo in una sofisticata compensazione a doppia pendenza, ottenuta variando il guadagno di tensione utilizzato come "moltiplicatore di capacità" per effetto Miller rispetto a C617 e C618, che viene moltiplicato per due coefficienti diversi a secoda del fatto che che la frequenza del segnale stia sopra o sotto gli 8650 Hz (definiti dalla rete costituita da R621, R623 e C611 per un canale e da R622, R624 e C612 per l'altro). Vedremo tra poco i dettagli per la compresione dei quali ho dovuto ricostruire lo schema equivalente e avviare il mio fantastico "mind-SPICE" - carta, penna, calcolatrice e lattina di chinotto: non si pianta mai! :-))) - per "stanarli" dal loro aspetto di "banale" rete di polarizzazione solo un po' più barocca del solito.

Intanto, rispetto al problema dell'impedenza di uscita sul nodo dei collettori di Q601 e Q603 (Q602 c Q604), possiamo aggiungere il secondo contributo: il BC 559 si precenta in AC - fino a circa 8 kHz - come un carico da 266 kOhm, che posti in parallelo ai 120,6 kOhm esibiti dalla base del VAS, rappresentano un carico utile di circa 83 kOhm. A questi dobbiamo affiancare anche l'impedenza di uscita del 2SC1400 che possiamo valutare empiricamente come pari all'inverso della sua Hoe moltiplicati per 1+Re/R631 (R632 per l'altro canale). Tale rapporto equivale a circa 2,6 che, stimando la Hoe di 2SC1400 simile, a parità di corrente di collettore, a quella di altri transistori dello stesso tipo (33 uS o giù di lì9, porta a un'impedenza di ucita al collettore di circa 78.8 kOhm, quali abbassano l'impedenza complessiva del nodo a soli 40.6 kOhm, con un guadagno in tensione dell'intero stadio di ingresso di circa 923, ovvero 59 dB che aggiunti ai 65 dB del VAS fanno un totale di 124 dB ad anello aperto, valore che impone roll-off draconiani: con il solo C623 da 22 pF, si comincia a "scendere" già a partire dai 104 Hz, sui quali, come vedremo tra poco, va poi a infierire anche l'azione del polo/carico attivo BC559.

Un dato complessivamente sconfortante ma che costituisce il prezzo inevitabile che si è dovuto pagare per poter usare con tranquillità i 2N3055/MJ2955, quelli che qualcuno anni fa definì con ironia, "i finali più lenti del West". A dimostrazione del fatto che se la cattiva qualità si può sempre pagare a carissimo prezzo, la buona qualità non gode ahimè delle stesse "virtù" dal lato opposto: le economie, nonostante tutte le accortezze che si possono usare, prima o poi pongono delle ipoteche anche sulla qualità dei risultati.

Tornando al nostro circuito, un roll-off a circa 100 Hz su un guadagno open loop totale di 124 dB, significa ritrovarsi a circa 10 kHz (due decadi sopra) con un guadagno ad anello aperto di circa 84 dB da cui, sottraendo il guadagno effettivamente utilizzato nel circuito (23 dB che arrotondiamo a 24 per comodità di conto), rimagono chiusi in anello ancora 60 dB: un po' troppi per stare tranquilli senza l'ausilio di altri "guinzagli" che tengano a bada il rischio di inneschi. E infatti di guinzagli ve ne sono addirittura tre, due passivi sulla rete di retroazione (la serie R633 + C621 e il parallelo R661, R635 della rete di retroazione con C619) che servono a sostenere il margine di fase ad alta frequenza in modo da allontanare il pericolo che si instaurino delle retroazioni positive nell'anello, e uno attivo costituito dal BC559 (Q603) che, diminuendo la resistenza di carico che rappresenta rispetto al collettore di Q601 e alla base di Q605, finisce per DIMINUIRE IL GUADAGNO RESO DISPONIBILE DALLO STADIO DI INGRESSO e di conseguenza anche la parte di guadagno di anello per cui contribuisce. Il tutto gestito in una sofisticata rete di equilibri il cui scopo fondamentale è conseguire alcuni obiettivi ben precisi:

1) Massimizzare il guadagno d'anello disponibile in banda audio compensandolo il più possibile con un unico polo che, pur agendo in maniera decisa all'interno della banda, consenta di mantenere fino a frequenze relativamente elevate (circa 8 kHz come abbiamo visto più sopra) tassi di retroazione tipici di amplificatori equipaggiati con stadi finali veloci, cioè decisamente elevati rispetto alla media usuale (e qui siamo grosso modo tra una volta e mezzo e il doppio!), pur tenendosi lo stadio finale che si ha. Il vantaggio principale di ciò consiste nel disporre di un margine di retroazione maggiore per "spianare" in maniera più incisiva la distorsione di incrocio proprio alle frequenze dove un uso tradizionale della retroazione ha ormai cominciato a perdere molti colpi.

2) Conservare per gran parte della banda audio (in effetti la parte PIU' PERICOLOSA della banda audio per via della presenza sull'uscita dei finali dei crossover dei diffusori) la compensazione più semplice possibile (a singolo polo cioè) in modo da conservarsi quanto più margine di fase rispetto alle rogne del carico di uscita, solitamente tanto più feroci quanto più il diffusore è di costo medio-basso (e quindi più passibile di acquisto in "bundle" con l'amplificatore stesso). Tutto questo fino alla frequenza più alta possibile passata la quale una diminuzione del guadagno disponibile ad anello aperto o un inasprimento delle compensazioni diviene inevitabile.

3) Dei possibili sistemi per indebolire il guadagno ad anello aperto oltre una certa frequenza critica, utilizzare quello che intaccasse il meno possibile i margini di fase e lo slew rate del circuito.

Nello specifico, come avrete ormai indovinato, il sistema usato per conseguire il punto 3 consiste proprio nell'uso particolare del BC 559 che viene utilizzato non come un generico "carico attivo" ma piuttosto come un vero e proprio RESISTORE VARIABILE controllato attraverso l'effetto Miller (o meglio attraverso la manipolazione del parametro Hr del BC 559 che ne costituisce il vero e proprio "cuore". En passant un tipo di manipolazione che getta luce sulle vaste possibilità rese accessibili da una conoscenza intima dei circuiti equivalenti dei dispositivi attivi - transistori in questo caso ma il discorso vale anche per FET, tubi e combinazioni assortite).

Fino a circa 277 Hz il BC559 si comporta come una resistenza che, come abbiamo visto qualche paragrafo sopra, dal suo collettore appare da 266 kOhm. A partire da 277 Hz fino a circa 8650 Hz la "resistenza" si trasforma in un "condensatore" fisso da 2 nF posto in parallelo all'ingresso del VAS (che di suo, tramite il proprio effetto Miller, di nF ce ne mette ben 38). Questo condensatore "nascosto", preso insieme a C623 da 22 pF forma un PARTITORE CAPACITIVO il cui fine principale è arrestare la caduta del guadagno del VAS al salire della frequenza a un valore pari a circa 92 (39 dB).

Questa caratteristica mi ha indotto a verificare il comportamento dello stadio di ingresso del finale di questo NAD al simulatore, facendo emergere un andamento insolito del guadagno ad anello aperto con il crescere della frequenza che, oltre che interessante di per sè, è anch'esso rivelatore delle idee che erano nella testa del progettista di questo apparecchio.
In pratica abbiamo una prima sezione della funzione di trasferimento che copre tutta la banda audio fino a circa 8-10 kHz in cui il circuto si comporta, pur con un guadagno di anello mediamente più alto del solito, come quasi tutti gli altri amplificatori fortemente controreazionati.
Oltre i 10 kHz, la caduta del guadagno ad anello aperto si ferma per riprendere a calare solo oltre i 100 kHz dove, aiutata da altre piccole compensazioni di accompagnamento - che servono più che altro a sostenere il margine di fase del circuito - e dai limiti intrinseci dei transistori finali, finisce per "atterrare" grosso modo alla frequenza di un MHz (dove comunque i 2M3055/MJE2955 sono ormai divenuti dei pesi morti e sono vicariati dai soli piloti, che per parte loro potrebbero lavorare fin oltre i 10 MHz anche se sarebbe piuttosto arduo considerarli "transistori di potenza").

Chi si è letto la precedente analisi sul V7000 Grundig avrà sicuramente notato una somiglianza non di poco conto nell'utilizzo della controreazione dei due apparecchi: entrambi, sia pure con soluzioni circuitali completamente differenti, adottano ogni artificio possibile PER SOSTENERE IL GUADAGNO DI ANELLO ANCHE IN ZONA ULTRASONICA PUR IMPEDENDO IN ESSA L'INGRESSO DI QUALSIASI SEGNALE AUDIO PROPRIAMENTE DETTO.

Nel NAD avviene ancora più esplicitamente che nei Grundig: qualsiasi segnale audio che non provenga dal suo preamplificatore interno DEVE passare per il filtro d'ingresso del finale - a 12 dB/ottava - che, senza tante storie, taglia ogni frequenza superiore ai 20 kHz, segno anche questo che vi è un qualche tipo di problema in regione ultrasonica che, se non può essere affrontato "in casa" (con il sostegno della SVRR in tale regione di frequenze), viene il più possibile "ucciso sull'uscio di casa" al punto di non peritarsi troppo se nel farlo viene sparso un po' di "sangue innocente" (indipendentemente dal fatto che sia o meno udibile, un filtro a 12 dB/ottava praticamente attaccato all'estremo superiore della banda udibile comporta delle evidenti rotazioni di fase anche su parte del segnale audio: evidentemente questo, rispetto al "problema X", è stato ritenuto il minore dei mali).

E con queste ultime righe si conclude l'analisi dello stadio finale del NAD 3020. Tocca ora all preamplificatore che, specialmente lo stadio RIAA, ha da dire alcune cose interessanti per conto suo.

IL NAD 3020 - Il preamplificatore


Il preamplificatore del NAD 3020 nella sua versione originale. L'unico intervento grafico di rilievo à stato l'inserire un VERO disegno della presa TAPE DIN, che nell'originale richiamava alla mente di tutto TRANNE che il suo essere una presa per il registratore! Il resto sono solo ritocchi minori per dare maggiore leggiibilità al disegno.

Questa seconda parte sul NAD 3020 è dedicata al suo preamplificatore il cui schema, almeno nella sua versione iniziale è insolito interessante tanto quanto lo è quello del finale. Cominciamo dal circuito all'epoca più importante, lo stadio Phono MM. Anzitutto va detto che, contrariamente a quanto succedeva all'epoca negli apparecchi relativamente economici, la deenfasi RIAA vien attuata in modo dignitoso e con costanti di tempo abbastanza vicine a quelle ufficiali dello standard. Nessun miracolo da gridare, sia chiaro, ma vi sono state e vi sono tuttora implementazioni ben più approssimative.
Il cuore amplificante del circuito è in sostanza costituito da due transistori collegati a pseudo base comune il primo (Q403 e Q404 rispettivamente per i due canali) e a base comune il secondo (Q407 e Q408, che sono anche i transistori di uscita). Degli altri tre transistori presenti, due (Q401-402 e Q405-406) fungono da adattatori di impedenza a inseguitore di emettitore mentre il terzo (Q409-410) funge da carico attivo per il transistore di uscita, che è anche quello che fornisce la maggior parte del guadagno ad anello aperto del circuito (che, come tutti gli stadi phono con RIAA nel circuito di controreazione deve essere piuttosto consistente: non fosse che per i loro limiti di rumore, è l'unico circuito audio in cui gli amplificatori operazionali cadono proprio a fagiolo mentre in tutti gli altri il loro uso è più una questione di comodità che altro).
Il primo passo per valutare i guadagni in tensione dei singoli stadi, ormai lo sappiamo, è trovare le correnti di lavoro dei transistori in modo da poter risalire alle loro transconduttanze, che sono legate tra loro dalla formuletta

gm = Ic/26 milliVolt

dove gm è la transconduttanza in Siemens (o Ampere/Volt) e Ic la corrente di collettore in mA. solitamente, trovandomi più a mio agio con le resistenze e con i rapporti tra resistenze a definire i guadagni, uso la formuletta inversa

26 milliVolt/Ic = Re

dove Re è l'inverso della transconduttanza e si situa circuitalmente in serie all'emettitore del transistore sotto esame. I risultati delle due modalità di calcolo (il primo privilegia le moltiplicazioni mentre il secondo le divisioni e i rapporti tra resistenze) sono identici e il preferire l'una o l'altra è solo questione di abitudine e comodità (come è il nostro caso: lo vedremo tra un istante).

Lo stadio di ingresso composto da Q401+Q403 (Q402+Q404 per l'altro canale) è percorsa da un'unica corrente il cui valore possiamo ricavare dalla caduta di tensione su R407 (R408) divisa per il valore resistivo di questa (3.900 Ohm). La caduta di tensione indicata sullo schema è pari a 1 Volt da cui consegue una corrente che scorre nei transistori di circa 256 uA, una corrente di polarizzazione tipica per stadi che devono lavorare a basso rumore.
Conoscendo ora la corrente possiamo definire le Re dei due transistore che si sommano tra loro e vengono viste dal transistor superiore Q403 (Q404) come una unica resistenza di valore doppio (o, guardando la faccenda in termini di trasconduttanza, tutto lo stadio esibisce una transconduttanza dimezzata rispetto a quella del singolo transistor) La Re equivalente, pari a 203 Ohm totali, rapportati al valore di 3.900 Ohm di R407 (R408) ci fornisce un guadagno di tensione pari a 3900/203 = 19.2 circa, discreto ma non al punto da lasciarci andare alla pazza gioia: al secondo stadio gli si dovrà tirare il collo per benino ed è per questo che è equipaggiato con un carico attivo sull'uscita.

La struttura dello stadio e il suo non fantastico guadagno in tensione hanno le loro ragioni d'essere in due obiettivi: 1) minimizzare il contributo di rumore introdotto dai transistori (solitamente il contribuente più aspro e disturbante) e 2) dare allo stadio medesimo un buon margine contro i rischi di saturazione, riuscendo a tutelarsi in maniera più che adeguata (270 mV di margine a 1 kHz, almeno il triplo di quanto effettivamente serve). Il rumore residuo è in sostanza dovuto alle resistenze R405 (R406) ed R411 (R412) che da questo punto di vista sommano i loro contributi e non possono essere eluse:

Una piccola parentesi su questo punto ci aiuterà a capire quanto all'epoca tutti (non solo NAD) tendessero a "pompare" un po' il dato di bontà del rumore confidando nel fatto noto ma taciuto che la rete RIAA per sua natura "bara" sul rumore comportandosi come un filtro di pesatura dello stesso.
Partendo da un riferimento precalcolato che attribuisce ad una resistenza di 10 kOhm, a temperatura ambiente, 12.8 nV (nanovolt) moltiplicati per la radice della banda passante del circuito, avremmo dalle resistenze sopraddette, in caso di circuito lineare, un livello di rumore pari a 12,8 nV diviso per la radice del rapporto tra la loro somma (1500+2200=3700 Ohm) e la resistenza di riferimento da 10 kOhm: circa 7.8 nV che moltiplicato per 142 (all'incirca la radice quadrata di 20 kHz di banda passante) ci scodella circa 1,1 uV di rumore elettronico (a cui va aggiunto il ronzio, ma è un altro paio di maniche).
Tale rumore, rapportato ai 5 mV di ingresso a cui fa riferimento NAD per questo circuito, equivale a un rapporto segnale/rumore di circa 73 dB - buono e abbastanza vicino al valore fornito da NAD per il caso di testina connessa in circuito - ma piuttosto lontano dallo strepitoso 84 dB che viene dichiarato per l'ingresso in cortocircuito. L'inghippo si nasconde appunto nel fatto che la RIAA "pesa" e filtra il rumore facendolo apparire inferiore a quello che realmente è. Lo stesso circuito utilizzato come ingresso microfono (e quindi privo di deenfasi RIAA) "soffierebbe" udiblmente di più.

Quanto detto sopra con lo scopo di aiutare a prendere i dati di rumore con il grano di sale che serve, non toglie che comunque quello del NAD è un risultato che rientra nella media dei migliori: gli "assoluti" lo distanzieranno al più di quattro o cinque decibel. A impedire di andare oltre ci pensa, inesorabilmente, la fisica. A meno di non congelare tutto il circuito phono in un criostato almeno alla temperatura dell'azoto liquido (e per applicazioni estreme - non audio ovviamente - lo si fa), i limiti raggiunti in pratica sono da considerarsi sostanzialmente non migliorabili.

Passiamo al secondo stadio che, ormai è chiaro, è quello che deve cacciare il "grano" per far funzionare la controreazione. La corrente più importante da trovare è quella che scorre attraverso Q407-Q409 (Q408-Q410); corrente che ricaviamo dalla caduta di tensione su R421 (R422) e che vale 0,6/180 = 3,3 mA, che ci rimanda a sua volta a una Re per Q407 (Q408) di circa 7,8 Ohm, che in altri tipi di circuito verrebbe considerata ragionevolmente bassa ma che qui potrebbe non esserlo ancora a sufficienza per garantirci il guadagno ad anello aperto che ci serve. Ma vediamo quanto il progettista è riuscito a spremere questo stadio. Per farlo dobbiamo definire il carico su cui tale stadio sviluppa il suo guadagno in tensione.

I contribuenti maggiori di tale carico sono il carico di uscita (che in banda audio è costituito dal potenziometro di volume da 20 kOhm, più l'eventuale registratore collegato alle uscite "record"), l'impedenza di uscita di Q407 (Q408) e la rete di equalizzazione RIAA.
Quest'ultima però, a parte l'estremo alto della banda audio, contribuisce in misura relativamente modesta, fatto che ci permette di escluderla facendo a meno di impelagarci nei conti con i numeri complessi come altrimenti dovremmo fare. Ai nostri fini ci è sufficiente sapere che tale rete, insieme a R411 (R412), definisce il massimo guadagno ad anello chiuso richiesto al circuito sia a bassa frequenza (720 circa a 20 Hz) sia ad alta frequenza (circa 8 a 20 kHz). A 20 Hz la sua impedenza viaggia oltre i 900 kOhm mentre a 20 kHz equivale alla reattanza delle sue capacità in serie (750 pF), cioè a circa 10,1 kOhm.

Ci resta solo da definire il contributo al carico dato da Q407 (Q408); quello di Q409 (410), con oltre 10 MOhm di impedenza di uscita, può essere tranquillamente non conteggiato. Per far questo occorre anzitutto valutare la Re vista dal suo emettitore che è in pratica la somma degli inversi della transconduttanza sua e di Q405 (Q406) posta in parallelo alla R417 (R418) da 82 Ohm. in soldoni abbiamo: (7,7+6,5)//82 = 12,2 Ohm circa. Q407 (Q408), avendo di fatto la base cortocircuitata a massa per i segnali audio, funziona nella configurazione detta a base comune: in queste condizioni l'unica componente che rimane a definire la sua impedenza di uscita collettore-emettitore è la cosiddetta resistenza di Early che è in pratica dipendente dalla sola tensione di alimentazione e vale, con il BC556 usato alla corrente di collettore di 3,3 mA, circa 48 kOhm che, moltiplicato per il rapporto tra la Re totale vista dal suo emettitore e la sua propria Re interna (in soldoni: (12,2/7,8)+1 = 2,56 circa) ci fornisce il sospirato contributo all'impedenza di carico su cui lavora il transistor stesso: 123 kOhm, che vanno posti in parallelo agli altri per ricavare finalmente "il" carico di lavoro su cui si sviluppa il guadagno in tensione dello stadio.

A bassa frequenza, dove il carico fornito dalla rete RIAA è minimo, l'impedenza di lavoro vale 123k//20k ovvero 17,2 kOhm che, divisi dalla Re dello stadio (12,2) ci da un guadagno di tensione pari a circa 1410 (63 dB) che, pur discreto per un singolo stadio, è ridicolmente basso di fronte al 720 (57 dB) richiesto dal circuito ad anello chiuso. Urge il contributo del primo stadio che, pur modesto, innalzando il guadagno complessivo a circa 27.000 (88 dB), ci lascia, con il circuito di retroazione chiuso, con un guadagno di anello almeno decente: 31 dB contro i 6 che ci saremmo ritrovati senza di lui. Un valore basso ma non più di tanto: anche con di operazionali più "agguerriti" dal punto di vista del guadagno ad anello aperto, normalmente in questo tipo di circuiti ci si attesta su valori che sono solo 10 volte (20 dB) più alti, di cui la più parte va sprecata per compensare la distorsione di incrocio del loro stadio di uscita in classe B, che qui semplicemente non esiste.

Ad alta frequenza, aggiungendosi al carico di uscita anche la reattanza capacitiva della rete RIAA, il guadagno ad anello aperto si riduce parecchio: ai 17,2 kOhm di carico già trovati va posta in parallelo la reattanza capacitiva della RIAA (come già detto, sono 750 pF per una Xc di circa 10,1 kOhm a 20 kHz). Il carico risultante (ricavabile, a causa della presenza di un elemento reattivo, con una procedura un po' diversa dal semplice calcolo del parallelo di due resistenze) vale circa 8.7 kOnhm che divisi per i 12,2 di Re ci ritorna un guadagno ad anello aperto di 713 (57 dB, poco più della metà del caso precedente che però, con un guadagno richiesto ad anello chiuso pari a 8 (18 dB) ci lascia con un guadagno di anello di 39 dB che, aggiunti ai 25,6 dB del primo stadio ci danno un totale di quasi 65 dB a 20 kHz. Decisamente e pericolosamente troppi! Urge compensazione di sicurezza!

Tale compensazione è operata dal C413 (C414) da 10 pF posti tra base e collettore di Q405 (Q406). Chi si è letto il mio post sul V7000 avrà già capito che qui è messo in opera lo stesso artificio che si era attuato sul primo transistor dello pseudo differenziale posto all'ingresso del finale: un piccolo condensatore viene "ingrandito" per effetto Miller in modo da ottenere la stessa compensazione senza però subire lo stesso degrado che si avrebbe sullo slew-rate del circuito, un parametro a cui il progettista del NAD sembra tenesse particolarmente a cuore.

Il guadagno ricavato sul Q405 (Q406) da destinare all'effetto Miller non è elevatissimo e si ottiene dividendo i 390 Ohm di R415 (R416) per gli ormai soliti 12,2 Ohm (il differenziale è fasullo come nel V7000 ma ciò non toglie che gli emettitori dei due transistori collegati insieme condividano lo stesso destino a cominciare dal vedere la stessa Re equivalente): circa 32 che moltiplicato per il valore di C413 (C414) - a cui vanno aggiunte le capacità interne ai transistori, 2.5 pF circa - danno 384 pF. Questi, posti in parallelo a R407 (R408) da 3,9 kOhm, formano un polo di compensazione che interviene a partire dai 106 kHz, segno che il progettista si sentiva comunque abbastanza sicuro dell'effetto di autocompensazione prodotto dalla rete RIAA stessa.
Vale la pena di notare come, ancora una volta, venga mantenuto volutamente alto il guadagno di anello anche in banda ultrasonica.

Prima di passare a esaminare lo stadio di linea, vorrei concludere con un paio di considerazioni su questo stadio Phono sì anomalo ma solo fino a un certo punto. Di fatto le sue anomalie derivano da un unica fonte: l'aver voluto conservare la struttura a due stadi (e originariamente a soli due transistori) SENZA i suoi problemi, soprattutto per quanto riguarda la massima accettazione in ingresso. Il circuito originario prevedeva infatti un primo transistore lavorante a bassa tensione e corrente in modo da garantire il guadagno in tensione più alto possibile - e per questo caricati da resistenze di valore abnorme per uno stadio a transistor: resistenze di collettore oltre i 100 kOhm erano norma corrente - e aventi per conseguenza livelli di accettazione d'ingresso veramente scarsi (25-30 mV a dir tanto). A seguire vi era un secondo transistor che, oltre a guadagnare ancora qualcosa in tensione, aveva soprattutto l'incarico di erogare corrente in uscita in modo da ottenere una impedenza di uscita ad anello aperto, se non proprio bassa, almeno non esageratamente alta: la media era intorno ai 5-6 kOhm.

Il circuito del NAD risolve i problemi di questo tipo di circuito spostando il requisito di procacciare un alto guadagno ad anello aperto dal primo al secondo stadio, lasciando allo stadio d'ingresso il solo guadagno necessario a svolgere l'unico compito che realmente gli spetta, cioè fare da buffer antirumore.
Ma questo è solo uno degli obiettivi che il progettista voleva conseguire in questo stadio: un secondo obiettivo era isolare tra loro le due cause più importanti di distorsione nei transistori bipolari - le instabilità del beta e la dipendenza strutturale della transconduttanza dalla corrente di collettore - in modo da neutralizzarle il più possibile e diminuire la quantità totale di distorsione da far correggere alla controreazione.

Ciò è stato ottenuto facendo sì che i transistori di ciascun stadio amplificassero o in tensione o in corrente ma NON le due cose insieme. Da questo punto di vista Q401-Q403 (Q402-Q404) e Q405-Q407 (Q406-Q408) formano due "supertransistor" a tutti gli effetti, di cui un membro, collegato a inseguitore di emettitore, è dedicato al buffering in corrente (Q401 e Q405) e l'altro, COLLEGATO A BASE COMUNE (Q403 e Q407), è invece dedicato all'amplificazione in tensione vera e propria.

Nel caso dei buffer in corrente, la linearità in tensione viene garantita dal fatto che essa viene trasferita praticamente immutata dall'ingresso all'uscita del transistor mentre con gli amplificatori in tensione la linearità in corrente viene garantita dal fatto che questa volta è la corrente ad essere trasferita quasi immutata dall'ingresso all'uscita. Inoltre, per questi ultimi, la struttura a pseudo differenziale del secondo stadio aiuta a compensare e ad abbassare le non linearità che si verificano nell'amplificazione in tensione, un aiuto prezioso sia per l'alto guadagno dello stadio sia per l'escursione relativamente più ampia delle sue correnti di uscita.

Nel complesso tutto il circuito è costruito per ottenere ad anello aperto sia una distorsione più bassa (a occhiometro circa la metà) sia per ottenerla prevalentemente di armoniche pari o addirittura unicamente di seconda armonica, un obbiettivo questo presente anche nel finale delll'apparecchio dove, dopo tutte le precauzioni usate per diminuire la distorsione, quella che rimane viene volutamente "pilotata" dalle asimmetrie del circuito in modo da essere, in condizioni di esercizio tranquille, prevalentemente di seconda armonica.

Siamo quasi arrivati: ci rimane da esaminare l'ultimo stadio di questo, se non bello, comunque interessante amplificatore: lo stadio di linea e dei controlli di tono. La topologia di questo circuito, tradisce, nella sua apparente semplicità, come per il progettista elaborare questo amplificatore sia stato anche (e forse soprattutto!) un vero e proprio GIOCARE con l'elettronica. Un giocare di gran classe ma che lascia trasparire, sotto le pieghe dell'ingegnere, il bimbo vispo di mente, curioso e birichino che si accontenta dello scontato solo quando non gli lasciano alternative.
Infatti questo circuito, composto da tre transistori è in realtà un due stadi mascherato da tre. Quello che sembra un terzo stadio (lo stadio di uscita a inseguitore di emettitore) lavora in realtà in push-pull con il secondo! Chi magari ha avuto in passato l'occasione di vedere lo schema dello stadio finale video RGB di un TV a colori, ritroverà in questo "strano" push-pull qualcosa di familiare. Inoltre questo stadio composto da Q503-Q505 (Q504-Q506) è, dal punto di vista grafico, il circuito più simile a un SRPP a stato solido che mi sia capitato di vedere in circolazione e soprattutto in un apparecchio audio commerciale. Ma procediamo con ordine.

Nel suo complesso il circuito non è nulla di inedito e, in questo caso è ben evidente, oltre al suo ruolo principale di amplificatore di linea, anche il suo secondo ruolo più importante: separare il potenziometro di volume (e quindi indirettamente gli ingressi) da qualsiasi accidente possa succedere dopo.
Sulla rete di retroazione sono realizzati anche i controlli di tono, del tipo Baxandall modificato che avendo ancorato a massa il lato attenuante dei controlli stessi, gode, rispetto alla versione fluttuante (con i cursori facenti perno sull'ingresso di uno stadio invertente), di una maggior stabilità e di minori possibilità di inneschi causati da accoppiamenti parassiti verso massa attuati attraverso le carcasse dei potenziometri.
A chi si è letto il post sul V1700 è evidente l'identità topologica dei controlli di tono dei due apparecchi: ma mentre nel caso del Grundig, il suo impiego - nella rete di controreazione dello stadio finale! - era da considerarsi un azzardo a causa dell'incognita rappresentata dalle rotazioni di fase prodotte dai diffusori, il suo impiego in questo NAD è molto più tranquillo in quanto l'unica fonte di sfasamenti, tutt'altro che incognita o imprevedibile, è la rete dei toni stessa.
L'unico neo di questo stadio non dipende in realtà da lui ma dal modo in cui è realizzato il controllo di bilanciamento, che rappresenta per lo stadio che precede un carico un po' troppo brutalmente variabile e a cui la saggia precedenza circuitale data all'attenuatore del muting pone solo un rimedio parziale. In questo caso, come in tutti quelli in cui il controllo di bilanciamento è realizzato allo stesso modo, l'opzione migliore è quella di non usare affatto tale comando, lasciandolo in posizione centrale.

Come già detto, questo circuito è un due stadi mascherato da tre. Mentre il primo, costituito da un solo transistor, Q501 (Q502), viene usato come stadio di ingresso e interfaccia convenzionali, il secondo stadio segue invece una logica di funzionamento tutta propria che si propone in pratica il raggiungimento di almeno tre obiettivi:

1) elevato guadagno in tensione, stabile e indipendente dal carico di uscita.

2) corrente di collettore di Q503 (Q504) relativamente indipendente dall'escursione in tensione all'uscita, con conseguente minore distorsione legata alle variazioni della transconduttanza con Ic.

3) bassa impedenza di uscita.

Il guadagno in tensione del circuito si sviluppa soprattutto sulla resistenza di carico R521 (R522) da 12 kOhm. La corrente che scorre in essa, (29,9 - 3,2)/12 kOhm = 2.225 mA, se fosse anche la corrente di collettore di Q503 (Q504), definirebbe, tenuto conto di tutto, un guadagno di tensione pari a circa 735, in sè un buon valore ma, come vedremo ora, non così buono da accontentare il progettista che ha prefissato una corrente di collettore decisamente più alta, ovvero i 2,225 mA appena trovati PIU la corrente che scorre attraverso il transistor d'uscita Q505 (Q506), che vale circa 4.9 mA. Il totale, 7,125 mA, ci fornisce per Q503 (Q504) una transconduttanza di 0,274 Siemens (ovvero una Re di 3,65 Ohm) che moltiplicati per il carico equivalente sul collettore di Q503 (Q504) producono un guadagno in tensione di 2348 (67 dB) - oltre il triplo. Non solo, ma per come lavora il circuito, essendo la componente in corrente variabile con il segnale unicamente quella che scorre in R521 (R522), le distorsioni dovute alla variazione di transconduttanza con la corrente di collettore saranno ridotte di conseguenza e cioè a circa un terzo di quanto sarebbe stato altrimenti.
Questo ad anello aperto. Ad anello chiuso, tenendo conto che con i controlli di tono al massimo non sono richiesti più di 20-24 dB di guadagno utile, il guadagno di anello residuo (43 dB) è sufficiente a rendere ininfluente qualsiasi distorsione si possa presentare in pratica. La frequenza di roll-off ad anello aperto, definita da C511 (C512) da 10 pF + 2,5 pF propri del transistor, è pari a circa 1390 Hz, ed è da considerarsi buono: tenendo conto sia della presenza dei controlli di tono sia del basso guadagno utilzzato ad anello chiuso, sarebbe stato un azzardo spingersi oltre.

Infine, l'impedenza di uscita del circuito è pari alla resistenza di carico di Q503 (Q504) - pari a 8,7 kOhm - diviso per il beta di Q505 (Q506) - che possiamo considerare almeno uguale a 250. Il risultato, circa 35 Ohm, è tale da togliere ogni pensiero sulle capacità di pilotaggio proprie di questo stadio, ma soprattutto sulla sua intrinsenca indifferenza alle caratteristiche del carico, comprese quelle inevitabilmente bizzose proprie dei controlli di tono.

Con quest'ultimo passaggio possiamo definire concluso il nostro "viaggio" all'interno del preamplificatore del NAD 3020 nella sua versione originale; un amplificatore che, a prescindere dalla fama che si è conquistato, rappresenta un concreto esempio di cosa significhi veramente "pensare differente" anche in un ambito sfruttatissimo come quello degli amplificatori audio commerciali, dove la maggior parte di essi, dal punto di vista degli schemi, sembrano ormai avere come uni tratto saliente l'essere uno la fotocopia dell'altro.

Piercarlo Boletti


Come già accennato nel cappello introduttivo, la sezione preamplificatrice del 3020 si è nel tempo evoluta e trasformata radicalmente. Qui sotto se ne riporta un esempio relativo al Proton 520 (un sottomarchio della NAD) utile per confrontare le differenze circuitali tra l'impostazione iniziale del preamplificatore 3020 (inizio anni ottanta del secolo scorso) e quella più tarda che l'ha sostituita pochi anni prima di essere messo fuori produzione (inizio anni novanta del secolo scorso)



(aggiornato al 7 agosto 2012)