venerdì 30 novembre 2012

LESA-2012 - Nuova vita per un vecchio mulo

Prima di addentrarci in altri articoli (e progetti) dell'impegno che ha richiesto quello - per me - appena concluso sul JLH2012, un minimo di relax fa tutto tranne che male! :-) Voglio qui riproporre, aggiornato quanto basta, lo schema di un vecchio, vecchissimo "mulo" che, nel campo dei finali a transistori di piccola e media potenza (tra i 15 e i 30, massimo 40 watt per canale) ha equipaggiato elettroniche commerciali e kit di ogni genere (e di ogni livello di prezzo) per quasi due intere generazioni. In effetti lo schema di base da cui deriva l'amplificatore che sto per proporvi, se non ha ancora raggiunto i cinquant'anni, i quaranta li ha comunque "suonati" da un pezzo.
Il nome assegnato a questo progetto è un omaggio a un amplificatore che venne prodotto dalla Lesa senza essere mai commercializzato a causa del fallimento di questa azienda (avvenuto nel 1972) e che, rivenduto dai commercianti di risulta dell'epoca sia sotto forma di amplificatore puro che accompagnato da un giradischi-cambiadischi Garrard non da urlo ma comunque dignitoso (1), ha lasciato un inaspettato quanto ottimo ricordo in chi al tempo ne venne in possesso, anche a prescindere dal prezzo, già all'epoca proprio "da recupero perdite".

Stadio finale dell'amplificatore LESA da me modificato nella sua ultima versione operativa (1995-2002)

Lo schema qui si vede il risultato ultimo delle modifiche che apportai negli anni novanta al Lesa in mio possesso per renderlo più conforme alle mie idee di allora (già piuttosto definite nonostante la mia esperienza di allora fosse soltanto un'ombra di quella acquisita in seguito e nonostante il fatto che a quel tempo Douglas Self neppure sapevo chi fosse!). Dell'originale il circuito conserva grosso modo lo scheletro con però importanti modifiche sia al VAS (fondamentale per le sue prestazioni) sia allo stadio finale (di importanza più relativa),  A parte i finali 2N3055 tutti gli altri transistor sono stati sostituiti da equivalenti in quanto gli originali (BC109B, BC177B, BC301, BC302, BC304 sostituiti da BC550C, BC557B, BD137 e BD138 - Il BD 137 usato come Vbe multiplier sostitusce un BC108B originariamente utilizzato con la stessa funzione) sono ormai tutti fuori produzione da almeno 30 anni.
La particolarità  principale di questo schema, altrimenti relativamente convenzionale, è l'uso di un'alimentazione separata per la parte di segnale e per quella di potenza, essenziale sia per le prestazioni generali sia per assicurare un adeguato SVR nei confronti dell'alimentazione anche in assenza di un elevato tasso di retroazione (qui abbastanza modesto - 630 volte, 55 dB circa), oltretutto di circa un ordine di grandezza inferiore a quello dell'originale che già di suo era tutto tranne che da brivido. Il tasso di retroazione più basso è tuttavia ricambiato da una maggior costanza e stabilità del guadagno, che già ad anello aperto è praticamente indipendente dalle magagne del carico (un concetto a cui già  allora tenevo molto e che in seguito si è rivelato di importanza capitale - una vera e propria conditio sine qua non per garantire la neutralità  timbrica di un amplificatore sia rispetto al contenuto in frequenza del segnale sia rispetto alla potenza erogata in funzione di questo).
La banda passante ad anello aperto superava i 5 kHz, con una larghezza di banda (e una linearità ) ad anello chiuso spropositata fintanto che lo stadio di uscita funzionava in classe A ai bassi livellli che però crollava drasticamente non appena lo stadio di uscita cominciava a commutare tra i due finali quando la richiesta di potenza da parte del carico spingeva lo stadio di uscita a lavorare in classe AB. In cuffia, un carico sul quale non commutava mai, era semplicemente irraggiungibile da qualsiasi altro amplificatore mi potessi permettere a quel tempo (e per dovere di cronaca va ammesso che, allora come oggi, non è che potessi poi permettermi chissà che cosa!).

L'amplificatore aveva in origine un problema, tipico di molte elettroniche europee sue contemporanee, di transienti ("bump") all'accensione che avrebbe richiesto un circuito di protezione per i diffusori. Il problema lo risolsi un giorno quando, provando un Denon PMA-502 che avevo trovato d'occasione per sostituire il LESA (e che, come scoprii più tardi, era suo contemporaneo e adottava sostanzialmente lo stesso tipo di amplificatore di potenza con la sola variante - lussuosa per la sua epoca - di adottare uno stadio di uscita in simmetria complementare anziché quasi complementare), decisi dopo averlo sentito, di trapiantarci dentro il finale del LESA, tenendo però tutto il resto, incluso il circuito di protezione delle uscite. Del finale Denon originale conservai poi i soli circuiti stampati, mentre tutto il resto fu diligentemente fatto a pezzi e conservato nei cassettini dei componenti di recupero...
Il Denon "transgenico"  tenne campo dal 1995 fino a tutto il 2002, fin quando venne sostituito da un ottimo Grundig SV85 d'occasione anch'esso che lo "archiviò" definitivamente (per finire poi a sua volta "archiviato" quattro anni dopo da un altro Grundig, il receiver R25, tuttora felicemente in servizio nonostante gli oltre 30 anni di onesta carriera - entrambi i Grundig hanno poi subito pochissime modifiche, una lusinghiera testimonianza questa della loro qualità tecnica e timbrica, soprattutto se confrontato con un altro paio di amplificatori "famosi" che, quando me li trovai in mano, li ricostruii quasi per intero!) 

Lo schema originale del LESA

Lo schema e i commenti autobiografici sopra riportati si riferiscono, come già  accennato, ad una situaizione ormai da tempo evolutasi rispetto a quella di partenza. E per capire come arrivare a questo punto (e superarlo) occorre necessariamente ripartire dalle origini, sintetizzate dallo schema  sottostante:

Lo schema originale della sezione di potenza del LESA
Lo schema originale dello stadio di uscita del LESA, non ha in sé nulla di innovativo rispetto ai suoi contemporanei; ne rappresenta però una delle versioni più corrette e aggiornate disponibili ai suoi tempi e questo è già  una preziosa testimonianza del valore dell'ignoto progettista che ai tempi lavorava in questa azienda; se l'azienda non fosse fallita a metà  degli anni settanta del secolo scorso avremmo sicuramente visto uscire da essa proposte molto interessanti dal punto di vista tecnico.
Essa fu in effetti tra le prime vittime di una crisi che, di lì a un decennio, portò alla pressoché completa scomparsa  dell'industria italiana di elettronica di consumo e che a livello europeo provocò l'estinzione di parecchi nomi illustri - di molti dei quali rimasero in circolazione giusto i marchi, il cui prestigio però faceva ora guadagnare padroni diversi da quelli che li avevano creati - e costrinse persino la Philips, entro i primi due anni dell'ultimo decennio del secolo, ad un "ridimensionamento" (ma sarebbe meglio definirla una strage) delle proprie attività  che, tra licenziamenti, vendite e delocalizzazioni,  ridusse il personale impiegato da 165.000 persone a circa 55.000 superstiti (prevalentemente impiegati nei settori più redditizi ad alta tecnologia: la parte consumer dell'azienda con produzione basata in Europa venne comunque liquidata per intero: in parte venduta e in parte semplicemente smantellata).

Tornando a noi, lo schema di questo amplificatore per quanto al giorno d'oggii possa apparire scarno o non ottimale, ai tempi in cui nacque rappresentò un ottimo compromesso tra prestazioni e costi che, legati com'erano ai prezzi dei singoli semiconduttori, allora piuttosto salati, portavano quasi naturalmente i progettisti a "spremere" da ciascun transistor tutto quello che era possibile estrarne rispetto a qualunque prestazione si tenesse in considerazione sulle altre. In questo caso le prestazioni non sono certo da primato al banco da misura (al più scende, ai bassi livelli di uscita, a cifre intorno allo 0.01% di THD. ovvero -80 dB che è comunque un risultato tutt'altro che disprezzabile) ma li ottiene con livelli di controreazione ancora ragionevoli, grazie soprattutto ad un guadagno ad anello aperto sufficientemente elevato (compreso tra gli 80 e i 90 dB) da garantire buone prestazioni (e soprattutto prestazioni oneste), senza però arrivare ai "primati" di un amplificatore operazionale che in realtà  poi è in grado di garantirli solo su bande passanti limitate e francamente ridicole se confrontate con quelle normali in uso nella riproduzione audio (che, non va dimenticato, dal punto di vista elettronico, coprendo ben tre decadi di frequenza, pone problemi di linearità che, pur non insormontabili, non sono nemmeno banali).

Il guadagno di anello, valido per gli schemi visti qui all'inizio, si situa tra i 50 e i 60 dB a seconda della potenza di uscita (in diminuzione al crescere di quest'ultima) e di un'ottimizzazione più o meno spinta dei vari stadi; un valore tutt'altro che esagerato e, soprattutto, adeguatamente lontano dai limiti di stabilità  che in questo circuito, ai tempi, erano soprattutto legati alla velocità  degli stadi di uscita, piuttosto tranquilla e che proprio per questo tendevano a divenire abbastanza pericolosi in presenza di guadagni di anello esagerati (e di bande passanti troppo estese che ne conseguivano) e di carichi eccessivamente reattivi già  in banda audio.
In realtà  questo era e sarebbe ancora oggi un ottimo amplificatore domestico se le pressioni del mercato, in mancanza di idee migliori da proporre, non avessero spinto la corsa delle prestazioni al di là di ogni reale necessità legata alla riproduzione audio domestica, spingendo le prestazioni strumentali delle elettroniche in un campo forse più adatto a qualificare degli strumenti di laboratorio che non amplificatori destinati all'ascolto della musica. Sia come sia, questo amplificatore fu pian piano messo da parte via via che la costante discesa dei prezzi di vendita dei semiconduttori permetteva sempre più di allentare le maglie del controllo (prima assolutamente ferree) dei costi della componentistica dei singoli stadi di un circuito.

I miglioramenti che gradualmente vennero introdotti furono sostanzialmente quattro (anche in ordine cronologico):
1) la sostituzione dello stadio di uscita quasi complementare con uno complementare che, al tempo in cui avvenne il passaggio, era ritenuto migliore, cosa che però successivamente si dimostrò vera soltanto sulla carta ma non nella realtà concreta, in cui perlopiù i transistori cosiddetti "complementari" erano di fatto (anche per inderogabili ragioni fisiche) tutto fuorché davvero tali.
2) la sostituzione della rete passiva di polarizzazione degli emettitori del differenziale di ingresso con un generatore di corrente atto a migliorarne in maniera decisa la reiezione di modo comune e quindi anche l'immunità  ai disturbi di alimentazione.
3) la sostituzione della rete di carico a bootstrap sul VAS con un secondo generatore di corrente in grado di rendere le prestazioni del VAS meno influenzabili dalle magagne circolanti sulle linee di alimentazione, soprattutto quando lo stadio finale lavora a media o a piena potenza, con variazioni di corrente di uscita molto ampie.
4) la rielaborazione della parte di circuito compresa tra l'uscita del differenziale e l'ingresso del VAS che, sostituendo i resistori di carico con specchi di corrente e interponendo un'ulteriore stadio inseguitore di emettitore come amplificatore di corrente, mirava da un lato a ridurre le distorsioni prodotte da non linearità asimmetriche e dall'altra a rafforzare l'identità di tutta l'amplificazione di segnale che, in misura molto maggiore che in passato, diveniva ora un unico blocco generatore di valori astronomici di transconduttanza, essenziali per garantire con poca spesa (e senza aumentare il numero effettivo degli stadi)  enormi guadagni ad anello aperto (con punte anche di 120-130 dB prima dell'applicazione di qualsiasi compensazione - ovvero cento e passa volte superiori a quanto ottenuto in precedenza -  pari a un guadagno grezzo di tensione superiore ai tre milioni di volte), a loro volta indispensabili per "restare in gara" nella corsa a inanellare più zeri possibili dopo la virgola prima di qualunque cifra significativa.

Reiezione ai disturbi di alimentazione (SVR)

Di questo circuito, nella forma proposta nel secondo dei due schemi visibili più sopra, faremo ora delle simulazioni di studio per individuarne i pregi e i difetti, soprattutto in vista del fatto che questi ultimi, pur attenuati dall'uso di tassi di controreazione molto più elevati, sono condivisi in toto anche da tutti i suoi eredi più o meno diretti, inclusa la sua espressione ultima costituita dal cosidetto "Blameless Amplifier" proposto da D. Self nei suoi libri sugli amplificatori di potenza. Qui sotto lo schema utilizzato per le simulazioni su LTSPICE con il minimo di ritocchi indispensabili a renderlo operativo con i modelli dei  transistori ancora oggi in produzione e per renderlo un po' più genericamente rappresentativo rispetto all'utilizzo medio dell'epoca, che in genere vedeva anche l'impiego di uno zener di stabilizzazione e filtraggio sulla rete di polarizzazione degli emettitori del differenziale di ingresso.

Il circuito originale dello stadio di uscita del LESA adattato per la simulazione su LTSPICE
Le prestazioni grezze rivelate dal simulatore sono, senza ulteriori provvedimenti, decisamente mediocri, confermando una regola non scritta ma piuttosto ben verificata nella pratica della progettazione elettronica, che se un circuito viene progettato solo guardando al risparmio allora saranno al risparmio pure le prestazioni risultanti. E questo indipendentemente dalla sofisticazione propria del circuito esaminato: il risparmio più pernicioso non sta tanto nel risparmio sulla componentistica ma piuttosto sul lavoro mentale che occorre metterci per cavarne le prestazioni migliori.
Come si può vedere, allo scopo di ottenere risultati più realistici, il circuito simulato include anche il suo alimentatore con la sole concessione di usare dei generatori di tensione al posto dei secondari di un trasformatore reale, stante le non piccole difficoltà che comporta la simulazione efficace di quest'ultimo componente (simulare un trasformatore reale richiede un circuito equivalente abbastanza complesso e spesso da adattare caso per caso; complessità  peraltro in linea con la fisica del dispositivo reale, che è decisamente qualcosa di più di qualche metro di filo avvolto attorno a un po' di lamierini di ferro al silicio).

Per cominciare a farsene un'idea si osservi il grafico sottostante che riporta il segnale di uscita  che, pur in completa assenza di segnale di ingresso, comunque "rraspira" dall'alimentatore.


LESA 1972 originale - Residui di alimentazione in uscita in assenza di segnale di ingresso. 

Nel grafico la traccia arancione rappresenta il segnale di uscita al netto di ogni offset in continua; quella azzurra rappresenta il ripple presente sull'alimentazione positiva al netto della tensione continua e ridotto ad un centesimo dell'ampiezza effettiva per facilitare il confronto con il segnale di uscita, rappresentato ad ampiezza intera; quella verde infine rappresenta l'analogo ripple presenta sull'alimentazione negativa che, sempre per facilitare il confronto, è stato sia ridotto alla stessa ampiezza del ripple presente sul ramo positivo, sia rappresentato con una frequenza distintamente diversa (230 Hz contro i 130 Hz del primo - le frequenze sono completamente arbitrarie e scelte con il solo criterio di averle nettamente distinguibili nel grafico). Buon ultimo, entrambe le tracce del ripple sono state sfalsate di +/- un millivolt rispetto alla traccia dell'uscita per evitare che si formasse un minestrone grafico illeggibile.

Il primo dato interessante da rilevare è che, ai fini del SVR, conta soltanto il ripple presente sulla linea alla quale è ancorato in continua il VAS; l'altro lato è praticamente ininfluente. Questo suggerisce che se il lato a cui il VAS è ancorato fosse, anziché un ramo dell'alimentazione, il lato massa di una alimentazione SINGOLA, il ripple cesserebbe di essere una noia di cui preoccuparsi. Invece, poiché si tratta di una alimentazione DUALE, non solo il ripple è un problema serio ma la sua reiezione rispetto al segnale è, in questo circuito, di fatto completamente dipendente dal guadagno di anello: detto in altro modo, se si riduce il tasso di retroazione si riduce anche la reiezione ai disturbi dell'intero circuito che, in questo caso, raggiunge a stento i 46 dB sul lato più sensibile. Vediamo  ora le conseguenze di questo fatto.
1) Essendo la SVR definita dal tasso di retroazione essa, in virtù delle necessarie compensazioni per assicurare la stabilità  in frequenza, decresce di pari passo con il tasso medesimo, riducendosi, nella parte alta della banda audio, a valori semplicemente pietosi.
2) L'effettiva ragione per cui il ripple, nonostante una reiezione cosìscarsa si sente poco (ma non pochissimo...) è dovuta unicamente al fatto che, in assenza di segnale, il valore assoluto del ripple è già  basso di suo (nell'esempio siamo intorno ai 110 mV picco-picco) mentre in presenza di segnale l'ampiezza di questo "maschera" il ronzio nonostante lo stesso aumenti in misura più che notevole a causa del maggiore assorbimento dall'alimentatore di corrente da destinare al carico di uscita.
3) Per la stessa ragione prima evidenziata NON È praticamente possibile realizzare con questo circuito un amplificatore in classe A realmente privo di ronzio; anzi, anche il livello di bias a riposo dello stadio di uscita in classe AB deve essere contenuto entro lo stretto indispensabile.
4) A causa della progressiva riduzione del SVR al crescere della frequenza, l'amplificatore si ritrova sempre più inerme nei confronti del ripple a frequenza del segnale audio generato dal suo stesso stadio di uscita che, rientrando praticamente senza ostacoli nell'ingresso, trasforma tutto il circuito in un forte generatore di distorsione di intermodulazione (anche prossima alla soglia "fatidica" dell'1 per cento, qui decisamente più udibile della distorsione armonica) soprattutto nella parte alta dello spettro audio, ovvero proprio nella regione in cui produce i danni maggiori.

A questo riguardo è importante sottolineare che l'aumento di distorsione è solo parzialmente dovuto alle non linearità intrinseche del circuito: la componente maggiore  in realtà  è dovuta in maggior misura proprio all'ampiezza elevata del segnale di autointerferenza che proviene dallo stadio di uscita, il quale utilizza l'impedenza interna dell'alimentatore come vero e proprio carico spurio su cui generare la componente del segnale di uscita che, IN PARALLELO al percorso della retroazione, rientra in circolo attraverso i singoli stadi che compongono l'intero amplificatore dall'ingresso all'uscita.
Da questo punto di vista, dei due stadi che precedono quello di uscita - ingresso e VAS - il più esposto e indifeso è proprio il VAS, che esibisce, a causa della corrente a cui deve lavorare, una impedenza di uscita di collettore decisamente più bassa (di circa un ordine di grandezza) di quella propria dello stadio di ingresso, comportandosi quindi, rispetto a quest'utlimo, come un generatore di corrente meno rigido e complessivamente più "traspirante" nei confronti dei disturbi di alimentazione che, attraverso di esso, arrivano all'uscita sovrapponendosi al segnale che si vuole riprodurre.
Oltre alla componente che filtra atraverso il VAS vi è però anche una seconda componente, costituente circa il 20-25 per cento del totale, che comunque filtra anche attraverso lo stadio di ingresso e che viene rimesso in circolo con il segnale da riprodurre a cui in effetti si sovrappone divenendo così una vera e propria componente del segnale audio presente all'ingresso che, come tale, non è più correggibile dalla retroazione. Detto in altro modo, se da una parte i danni inflitti da questa componente al segnale da riprodurre sono di ampiezza più modesta, essi sono però anche più definitivi e irrimediabili.

Per porre rimedio a questa situazione si possono seguire diverse strade, ognuna con i suoi pro e contro. Di queste la più semplice e allo stesso tempo rispettosa delle caratterstiche del circuito è quella di separare le alimentazioni dedicate allo stadio finale da quelle dedicate a tutto quel che lo precede, ovvero il VAS e lo stadio di ingresso. Oppure interporre una cella RC di tiltro tra lo stadio di uscita e quanto lo precede; nello schema seguente vengono impiegati entrambi gli artifici:

Il circuito del Lesa in simulazione con le alimentazioni rivedute per aumentare la SVR

I residui di alimentazione rilevabili sull'uscita in assenza di segnale sono mostrati nel grafico sottostante:

Residui di alimentazione sull'uscita del circuito Lesa modificato
Nel grafico si possono notare subito due cose: 1) i residui di alimentazione in assenza di segnale (tracce inferiori), ridottisi all'ampiezza di circa 3 µV picco-picco sono diventati a ogni fine pratico ininfluenti: molti stadi phono MM (a dire il vero non tra i più curati) hanno residui di alimentazione dello stesso ordine di grandezza. 2) Il contributo prima trascurabile proveniente dal ripple di alimentazione del ramo negativo diventa ora una componente consistente dei residui presenti in uscita. Si noti però nelle tracce superiori come mentre il ripple del ramo positivo è stato ridotto di sole mille volte (60 dB) per compararlo con il residuo in uscita, quello del ramo inferiore è stato invece ridimensionato per lo stesso fine di  di ben diecimila volte (80 dB) e andrebbe ulteriormente ridotto ad un terzo del valore attuale della traccia (in azzurro). Ciò corrisponde perfettamente ai differenti valori di SVR naturali del circuito che, rimasti pari a quelli del caso precedente, si attesta appunto sui 60 dB (scarsi) per il ramo positivo (quello che beneficia delle modifiche aggiuntive) mentre per il ramo positivo, senza alcuna miglioria aggiuntiva, si attesta praticamente sui 90 dB totali. Entrambi i rami godono comunque della miglioria comune apportata all'alimentatore che separa le alimentazioni dei finali da quelle destinate al VAS e allo stadio di ingresso.

Giunti a questo punto possiamo dire di aver messo almeno una grossa pezza alle carenze del circuito (una pezza che peraltro farebbe molto bene anche a numerosi amplificatori in commercio ben più pretenziosi di quello che stiamo esaminando!) ma ancora non abbiamo davvero risolto i suoi problemi; come già detto poche righe sopra, i limiti intrinseci del circuito, al di là delle "stampelle" che gli abbiamo dato per reggersi un po' meglio di prima, sono rimasti immutati. Al momento tuttavia ci accontenteremo di quanto ottenuto per andare a indagare su altri problemi le cui soluzioni possono eventualmente richiedere ulteriori elaborazioni del circuito.

Guadagno ad anello aperto dipendente dal carico

Il problema che andremo ora ad esaminare, pur essendo più evidente nello schema del Lesa piuttosto che in altri più evoluti ed elaborati che sono comparsi negli anni successivi, è in realtà un problema strutturale proprio del tipo di topologia usata che, come tale, si è sostanzialmente conservata immutata fino ai giorni nostri.
In questo, come nella maggior parte degli amplificatori analogici, il guadagno, con poche eccezioni (amplificatori basati su triodi) è definito dal valore del carico moltiplicato per la trasconduttanza complessiva dell'intero circuito (che definisce di quanto varia la corrente di uscita a fronte di una variazione della tensione di ingresso. Poiché in base alla legge di Ohm questo  prodotto non è altro che una tensione (corrente x impedenza = tensione), esso equivale in definitiva ad un guadagno in tensione.
In quasi tutti gli amplificatori moderni a stato solido l'effettivo guadagno di tensione ad anello aperto prima dell'applicazione di ogni retroazione, avviene al nodo di uscita del cosiddetto "VAS" che altri non è che l'ultimo amplificatore di tensione prima dello stadio di uscita vero e proprio che, salvo sparute eccezioni, è quasi sempre un inseguitore di tensione con elevato guadagno in corrente. Su questo nodo convergono sinergicamente sia la trasconduttanza totale del circuito che va dall'ingresso all'uscita del VAS sia il carico di uscita virtuale che, negli amplificatori con stadio di uscita a bipolari (cioè il nostro caso), equivale di fatto al valore del carico effettivamente connesso all'uscita (4 o 8 ohm) moltiplicato per il guadagno di corrente dello stadio di uscita.
Di queste due componenti, mentre quella proveniente dal carico è sostanzialmente la medesima per tutti gli amplificatori a bpolari con stadio di uscita a guadagno unitario, quella invece proveniente dallo stadio di ingresso ha negli amplificatori moderni una formazione nettamente diversa da quella di amplificatori più "antichi" come è quello che stiamo studiando: mentre in quelli moderni infatti la transconduttanza del VAS è definita come la transconduttanza dello STADIO D'INGRESSO moltiplicata per il GUADAGNO IN CORRENTE del VAS, in quelli della generazione precedente è invece definita dalla transconduttanza del VAS stesso moltiplicata per il GUADAGNO IN TENSIONE dello stadio di ingresso. Anche i valori finali sono nettamente differenti: superiori di almeno un ordine di grandezza nel primo caso rispetto al secondo (che quindi esibirà un guadagno ad anello aperto inferiore appunto di un ordine di grandezza rispetto a quello esibiti dai primi).

Ciò che attua il passaggio dal primo a secondo caso è l'uso, nel primo, di un carico attivo a specchio di corrente sull'uscita dello stadio di ingresso che invece, nel secondo caso, è caricato da una semplice resistenza. La conseguenza più sostanziosa di questo cambiamento (oltre al guadagno ad anello aperto) è una composizione completamente diversa  della distorsione di uscita dell'intero circuito che, nel caso del Lesa, conducono sia ad un tasso di distorsione marcatamente più elevato sia ad una composizione della stessa prevalentemente di ordine pari - e questo grazie anche al fatto che lo stadio differenziale degli amplificatori tipo Lesa non viene realmente utilizzato come tale e pertanto la distorsione intrinseca del transistor di ingresso (fortemente asimmetrica) viene compensata solo molto parzialmente, rendendola più simile a quella del suo immediato progenitore (stesso schema ma con stadio di ingresso single-ended) che non a quella di un amplificatore moderno in cui le non linearità dei singoli transistori del differenziale si cancellano reciprocamente all'uscita dello stesso.
Un'altra conseguenza abbastanza sottile del passaggio dal vecchio al nuovo sistema di interfaccia tra stadio di ingresso e VAS (conseguenza che in effetti, alla luce della corsa forsennata a fattori di retroazione sempre più alti che si è avuta nel ventennio intercorso tra gli inizi degli anni settanta e la fine degli anni ottanta, rende l'impiego del carico attivo sul differenziale di ingresso una scelta obbligata) si ha nel fatto che mentre nel vecchio sistema l'entità della compensazione a polo dominante doveva essere continuamente riveduta ad ogni cambio di guadagno ad anello aperto dell'amplificatore, nel nuovo essa, una volta nota la trasconduttanza dello stadio di ingresso, può essere fissata una volta per tutte indipendentemente dall'entità assoluta del guadagno ad anello aperto che, in sostanza, può essere praticamente qualsiasi.
Il rovescio della medaglia però è che il modo in cui viene ottenuta questa agevolazione in pratica vanifica ogni utilità pratica dell'aver aumentato il tasso di retroazione che, di fatto, esibirà le sue "migliorie" soltanto al banco di misura ma non nelle reali condizioni di lavoro: un vero e proprio uovo di Colombo per accontentare gli uffici marketing con obiettivi tecnici puramente cartacei, senza incorrere nei problemi che un loro conseguimento NON cartaceo porrebbe in maniera potenzialmente disastrosa agli uffici addetti al servizio assistenza tecnica che, in altro modo, si troverebbero ad affrontare un cospicuo rientro di amplificatori andati in fumo a causa di instabilità di varia natura e gravità a cui invece è inevitabilmente esposto il circuito di vecchia generazione (quello del Lesa) allorché il suo guadagno ad anello aperto viene aumentato oltremisura magari anche solo per aver adottato, nello stadio di uscita, dei transistori migliori aventi un beta più elevato o addirittura per averne cambiato la tipologia passando, per esempio, dal doppio al triplo inseguitore di tensione.

Quale che sia la strategia scelta per incrementare la transconduttanza totale del VAS rispetto all'ingresso e quindi, una volta applicato il carico, il guadagno ad anello aperto complessivo del circuito, il tallone d'Achille fondamentale di entrambe quando applicate al comune stadio di uscita composto dal doppio inseguitore di tensione, è che questo condiziona la linearità del guadagno in tensione ad anello aperto con la sua propria non linearità del guadagno in corrente già con un semplice carico resistivo che, per quanto sia lineare di suo, una volta moltiplicato per un guadagno di corrente poco o punto lineare, si trasforma, per il VAS, in un carico altrettanto poco lineare e, quel che è peggio, fortemente variabile con il variare della corrente di uscita. Escludendo dal computo la distorsione di incrocio dello stadio di uscita (di cui parleremo in dettaglio più avanti), la distorsione totale di un amplificatore di potenza audio viene a dipendere sostanzialmente da tre componenti principali:
1) La componente dovuta alle non linearità intrinseche della transconduttanza, il cui valore aumenta all'aumentare della corrente che scorre nei dispositivi attivi, siano essi bipolari o transistori a effetto di campo (di qualunque varietà) o anche, nei pochi casi in cui sono stati impiegati (in alcuni Luxman specialmente), tubi elettronici (soprattutto triodi). Questa componente pur rilevante è, in linea di massima, facilmente compensabile, soprattutto nei circuiti multistadio in cui i singoli stadi possono essere dimensionati in modo da lavorare a coppie in cui i due partner attivi sono arrangiati in modo da cancellarsi tra loro le distorsioni generate (almeno quelle di ordine pari, quasi sempre indotte proprio dall'andamento asimmetrico del valore della transconduttanza rispetto a variazioni simmetriche della corrente di segnale  intorno al punto di riposo dei dispositivi attivi).
2) Se il VAS è a bipolari (come quasi sempre è), la componente dalla variazione del suo guadagno di corrente quando la sua base è pilotata dallo stadio di ingresso tramite un carico attivo. Questa componente è solitamente modesta ma per contro è anche meno facilmente compensabile rispetto alla precedente. In effetti essa può quasi sempre essere soltanto ridotta con vari artifici (in genere meno efficaci di quelli disponibili per la compensazione delle non linearità della transconduttanza)  ma non realmente cancellata.
3) Le variazioni del carico effettivo di lavoro del VAS su cui questo genera la totalità o la quasi totalità del guadagno ad anello aperto del circuito dovute sia alle variazioni del guadagno di corrente dello stadio finale (e a bipolari) o della sua transconduttanza (se a MOSFET), sia anche al comportamento più o meno reattivo proprio della reale natura del carico (altoparlanti) che l'amplifcatore è chiamato a pilotare.

Queste tre componenti possono essere affrontate e parzialmente corrette con vari artifici circuitali, nessuno dei quali però rappresenta una soluzione definitiva o priva di contropartite. Qui per ora prenderemo in considerazione solo le soluzioni applicabili al circuito del Lesa che stiamo esaminando.

Il maggior punto di forza del "vecchio" tandem stadio d'ingresso-VAS che caratterizza il Lesa sta proprio nel fatto che, a differenza del nuovo, le transconduttanze dei due partner hanno pari importanza e pertanto, con un'attenta scelta dei punti di lavoro di entrambi, le loro non linearità possono essere reciprocamente compensate, in teoria fino al punto da sopprimerle totalmente dal computo totale delle non linearità del circuito che, in quanto tale, rimarrebbe a fare i conti con le sole componenti di distorsione generate dallo stadio di uscita, ovvero la distorsione di incrocio e il prodotto non lineare tra il guadagno in corrente dello stadio finale e il valore del suo carico di lavoro che, come già detto, producono un carico di lavoro per il VAS a sua volta non lineare.

In proposito vi è da rilevare come quanto viene ritenuto il maggior "svantaggio" dello stadio differenziale vecchia maniera (la sua effettiva debolezza nell'autocompensare le proprie distorsioni in transconduttanza) può essere visto in realtà come un vantaggio in quanto, con opportune e attente scelte dei punti di lavoro dei due rami del differenziale, gli si può far generare l'esatto quantitativo di distorsione da asimmetria necessaria a compensare, in controfase, la distorsione generata dallo stadio seguente (il VAS), aprendo così la strada all'allettante possibilità di creare una condizione di equilibrio tale per cui i contributi di distorsione prodotti dai due stadi si elidono reciprocamente, lasciando in campo le sole distorsioni generate dallo stadio di uscita vero e proprio che, nel caso si opti per un amplificatore in classe A, si possono ridurre ai minimi termini (di fatto al solo rumore termico del circuito) anche con tassi di retroazione di valore relativamente modesto e "tranquillo", a tutto vantaggio di una loro maggior costanza sull'intera banda audio (o almeno sulla parte più importante di essa, ovvero fino a 5-6 kHz ad anello aperto), condizione che altrimenti, per inderogabili questioni di stabilità e sicurezza di funzionamento, non viene quasi mai soddisfatta, con la conseguenza che, a fronte magari di valori di distorsione "assoluta" da primato, si ha una forte variazione della stessa lungo l'estensione dell'intera banda audio che, anche quando servita da un unico amplificatore, è come se in effetti fosse servita, in ciascun segmento della banda audio, da amplificatori differenti tra loro, le cui prestazioni peggiorano al crescere della frequenza, ovvero l'esatto contrario di quel che può essere tollerato dal nostro orecchio.


Il carico di lavoro del VAS

Il carico di lavoro del VAS, con le sue variazioni e non linearità rispetto all'ampiezza del segnale da amplificare, è uno dei principali focolai di distorsione degli amplificatori a transistori (ma anche a MOSFET) sia per ragioni intrinseche sia per la pressoché inevitabile sinergia  che si instaura con le distorsioni di incrocio proprie dello stadio di uscita (il plurale non è causale in quanto, nello stadio di uscita, le distorsioni di incrocio sono tante quante sono le coppie di dispositivi coinvolte, siano essi finali, piloti o prepiloti).
Ai tempi in cui il Lesa fu progettato gli unici dispositivi di potenza a stato solido disponibili per applicazioni lineari erano esclusivamente transistori bipolari, mentre al giorno d'oggi come dispositivi di uscita sono disponibili  (anche se non sempre raccomandabili) anche i MOSFET di potenza che, vedremo più avanti, non risolvono il problema delle non linearità indotte sul carico del VAS ma di fatto lo rendono dipendente dalla frequenza e, pur presentandosi in una forma più benigna a bassa frequenza, diviene però sempre più disastrosa proprio al crescere di quest'ultima, potendo arrivare, all'estremo alto della banda audio, a fornire prestazioni anche peggiori di quelle consentite dai normali bipolari di  potenza, soprattutto da quelli commercializzati negli ultimi trent'anni dalle case produttrici giapponesi.

Partendo dalla situazione di origine in cui il circuito del Lesa era correntemente usato, il problema chiave dell'effettiva definizione del carico di lavoro del VAS discende direttamente dalla sua composizione, consistente in:

1) Una componente intrinseca al VAS stesso rappresentato dalla sua impedenza di uscita, definita principalmente dal parametro hoe se si tratta di un normale amplificatore a emettitore comune e dal parametro hob del transistore di uscita se si tratta di un circuito cascode che, in quest'ultimo caso, può essere ridotto a tali minimi termini (con impedenze di uscita intrinseche dei transistori dell'ordine della decina di megaohm) da rendere tutta la componente trascurabile e priva di importanza.

2) Una componente definita dal prodotto del carico di uscita (di qualsiasi natura) moltiplicato per il guadagno di corrente dell'intero stadio di potenza (che a sua volta è grosso modo definito dal prodotto dei guadagni di corrente dei singoli transistori che compongono la cascata di inseguitori di emettitore - doppio o triplo - che, per entrambe le polarità NPN e PNP, sono interposti tra l'uscita del VAS e l'uscita di potenza effettiva dell'amplificatore.

Questa seconda componente è all'atto pratico quella di gran lunga più nociva e nei confronti della quale occorre prevedere diverse accortezze per ridurne (ma quasi mai veramente annullare) l'influenza nel computo totale delle cause di distorsioni dell'amplificatore,


2N3055 - Andamento del parametro Hfe in funzione della corrente di collettore IC
Nella figura soprastante possiamo vedere il grafico (tipico) che rappresenta il guadagno in corrente Hfe del 2N3055 rispetto alla sua corrente di collettore. La variante di 2N3055 qui presa in considerazione (un tempo denominata 2N3055E per distinguerla dalla 2N3055H prodotta ai tempi con una tecnologia ormai completamente superata e di fatto estinta) è la sola oggi ancora reperibile. Per il discorso che stiamo per fare le differenze rispetto alla versione più antica del transistor sono abbastanza ininfluenti da consentirci di poter condurre un unico discorso per entrambe le versioni.

La prima caratteristica da evidenziare sono gli effettivi limiti di utilizzabilità del transistore rispetto alla corrente che in teoria può sopportare e che in pratica sono stabiliti dall'andamento del guadagno in corrente che, come visibile nel grafico, comincia a divenire impietosamente scadente al di sopra dei 5 ampere di collettore e che in effetti, negli esemplari reali, possono s scendere bel al di sotto del valore tipico (qui dato come Hfe=30 con IC=5 ampere), riducendosi anche alla sola metà del valore dichiarato (15 contro i 30 "tipici").
Ciinque ampere non sono tanti ma sono già abbastanza per tirare fuori 100 watt medi tondi su un carico di 8 ohm resistivi - oppure 50 watt medi su un carico di 4 ohm sempre resistivi): un risultato che 30-40 anni fa non era più che accettabile ma in realtà anche molto ambito; chi avesse desiderato di più avrebbe dovuto essere pronto a scucire per un amplificatore una cifra almeno pari alla metà di quella necessaria ad acquistarsi una discreta auto familiare: ai tempi comprare un impianto audio era una spesa molto consistente da valutare molto attentamente -sempre che ci si potesse permetterla: non a caso ai tempi giravano in quella che oggi sarebbe la fascia degli Audio video multicanale compresa tra i 300 e i 600 euro, elettroniche da 20-30 watt di uscita che oggi richiamerebbero scarsissima attenzione ma che allora erano considerate come un buon primo obiettivo da raggiungere.
Ritornando al grafico occorre, nel valutarlo, tener conto di un particolare importante ovvero che la scala logaritmica usata sia per i guadagni in corrente sia per le correnti di collettore a cui sono riferiti FALSA COMPLETAMENTE l'andamento reale del grafico che, lungi dall'essere la curva "armoniosamente descrescente" visibile nell'illustrazione, è in realtà una sorta di campana gaussiana con il picco centrato tra i 200 e i 300 mA di corrente di collettore e i fianchi progressivamente spioventi tanto al diminuire che al crescere della corrente circolante ma con un calo nettamente più consistente su quest'ultimo versante, dove il guadagno in corrente, al crescere di questa, si può ridurre a valori veramente infimi. La figura sottostante (una trascrizione da scala logaritmica a scala lineare del grafico precedente) rende vividamente il concetto.


Stessa relazione del grafico precedente trasposta da scala logaritmica a scala lineare.
Come si può vedere, il grafico lineare reale della relazione Hfe/Ic è molto meno "rotondo" ed "elegante" di quanto vorrebbe far credere il grafico logaritmico della stessa relazione mostrato più sopra e solitamente pubblicata nei datasheets. Vedremo tra non molto, dopo aver illustrato il comportamento della stessa funzione Hfe/Ic riferita però ai piloti, le conseguenze di questo comportamento sull'andamento del carico presentato al VAS e sulle non linearità che ne conseguono.

I piloti di cui andremo ora a descriverne l'andamento del guadagno di corrente sono due famiglie molto usate ancora oggi: la BD137-138 e la BD237-238. La prima è una coppia di transistori planari epitassiali piuttosto lineare che, di fatto, non sono altro che transistori di segnale opportunamente scalati in modo da poter trattare correnti di collettore fino ad un massimo di 1.5 ampere nominali (che in pratica si riducono a soli 800 mA  realmente sfruttabili con convenienza).
All'opposto la seconda è invece costituita da una coppia di veri e propri transistori di potenza opportunamente ridimensionati per lavorare con correnti meno elevate degli usuali transistori di uscita. Ma a parte questo le loro prestazioni generali (HFE, FT, tempi di commutazione ecc.) sono quelle tipiche di un comune transistor di potenza tipo 2N3055: robusti ma senza troppe pretese, adatti a lavorare come driver in stadi di uscita in cui l'affidabilità precede in ordine di importanza la "finezza". Qui sotto si vedono i grafici Hfe/Ic dei due tipi di transistor pilota:


Andamento HFE vs Ic del transistor BD237: la somiglianza delle curve con quelle del più potente 2N3055 è piuttosto evidente. A parte la diversa scala delle correnti di collettore, le curve sono di fatto sovrapponibili
Andamento HFE vs Ic del transistor BD137: si noti come, a testimonianza della (leggera) maggior linearità rispetto al BD237, il guadagno in corrente è rappresentato su scala lineare anziché logaritmica. 

L'andamento HFE vs Ic dei due tipi di transistor è, dal punto dei valori assoluti, piuttosto simile e, se fossero i soli componenti a definire la linearità dello stadio di uscita rispetto alle sue correnti di lavoro, non vi sarebbero in realtà grandi argomenti a favore della scelta dell'uno o dell'altro; al più si potrebbe discutere sull'opportunità di scegliere, a seconda degli obiettivi, un transistor più veloce ma anche più delicato (il BD137 che oltrettutto ha una SOAR più ristretta e una capacità di dissipazione più contenuta) o un transistor decisamente più lento ma che offre una maggior robustezza (SOAR un po' più ampia ma soprattutto una capacità di dissipare calore quasi doppia rispetto al suo concorrente).

Il  fattore principale che motiva il decidersi per l'uno o l'altro tipo è la (non)linearità del beta dei finali che sono stati scelti e il suo combinarsi con quello corrispondente dei piloti in modo da favorire un risultato complessivo che sia, per quanto possibile PIU' lineare di quello dai singoli dispositivi e soprattutto in quale parte della gamma delle correnti di uscita si vuole avvenga.
Per poter fare ciò in maniera produttiva dobbiamo ricostruire l'andamento della corrente di base richiesta dai piloti per garantire all'uscita dei finali la corrente richiesta dal carico per una data tensione di pilotaggio. Per rimanere al caso del Lesa si tratta di ricostruie tale corrente a partire dalla massima nominalmente richiesta con un carico di 4 ohm (che è pari a circa 3 ampere di picco) scendendo fino al valore della corrente di riposo scelta per i finali (circa 70 milliampere sui soli transistori di uscita).
Con il 2N3055 il guadagno in corrente con 3 ampere di collettore è pari a circa 40-45 "tipici" che corrispondono ad una corrente di base massima compresa tra  i 65 e i 75 mA; invece con una corrente di collettore di 70 mA, corrispondente alla corrente di riposo (quindi senza segnale di ingresso) il guadagno è compreso tra un minimo di 70-80 a transistor "freddo" ad un massimo di 120-130 con transistor "caldo", cioè con l'amplificatore in funzione da alcune ore ai norrnali livelli di potenza erogati in ambiente domestico (2-8 watt a seconda dell'efficienza dei diffusori: con potenze più alte, se non siete in campagna, chiamano i vigili...).

L'ampia escursione del guadagno in corrente esistente tra transistor "freddo" e "caldo" (cioè a regime) non deve preoccupare più di tanto in quanto è in buona parte un artefatto dovuto all'aumento con la temperatura della corrente di perdita inversa della giunzione base-collettore che, alle misure statiche, appare come un aumento del guadagno in corrente del transistor senza esserlo veramente: una misura effettuata con un segnale di prova variabile evidenzierà infatti che, a parità di tensione di collettore (o meglio, tra base e collettore), la variazione di guadagno in corrente reale è molto più contenuta (alle volte perfino inesistente!) di quella che lascia intendere il grafico HFE  vs IC.
Rimane però ben reale il picco di guadagno in corrente che si ha intorno ai 150-200 mA, che è pari a oltre il 170% del valore misurabile in assenza di segnale ed è superiore al 260% del valore rilevabile alla massima corrente di picco misurabile in uscita. Limitando la nostra attenzione a  un ampere massimo di uscita (corrispondente a 2 watt efficaci su 4 ohm e a 4 su 8 ohm, potenze praticamente coincidenti con quelle di un ascolto domestico abbastanza "robusto") i guadagni di corrente corrispondenti al massimo e al minimo di corrente di fatto coincidono ma il picco di guadagno di HFE rimane comunque piantato al suo posto.

(continua)

NOTE

(1) Questo è quanto mi fu riferito in una chiacchierata. In realtà la cosa parrebbe un po' improbabile in quanto la LESA produceva anche dei buoni giradischi che all'epoca non avevano nulla da invidiare agli altri marchi. Per qualche dettaglio sulla storia della Lesa si veda il sito curato da Edoardo Magnaghi

sabato 10 novembre 2012

JLH 2012 - Un classe A (ma non solo) per i nostri giorni

Nell'articolo dedicato al John Linsley Hood originale del 1969 (che trovate qui) ho avuto modo di fare alcune considerazioni su quella che, dal mio punto di vista, è la reale natura dello stadio di uscita di questo mitico amplificatore e del perché funziona come funziona. Da queste considerazioni, maturate ormai diversi anni fa, sono col tempo scaturite ulteriori idee e riflessioni per tentare un possibile rinnovamento di questo venerando ma tuttora affascinante amplificatore.
Nel disegno qui sotto (Fig. 1) è rappresentato graficamente il concetto che secondo me "riassume" il Linsley-Hood e da cui occorre ripartire.

Fig. 1 - Schema di principio dello stadio di uscita del Linsley Hood
Il disegno rappresenta il "cuore" del Linsley Hood, cioè un inseguitore di tensione (Q2) caricato da un generatore di corrente variabile (G1) il cui valore di corrente viene definito dalla tensione presente ai capi di R2 che a sua non è altro che la tensione del segnale Vinput ripetuta sull'emettitore di Q1, lo stesso transistor sul cui collettore si genera la tensione di uscita destinata, tramite Q2, ad alimentare il carico RLoad, che è qui fissato al valore convenzionale di 8 ohm.

Un aspetto importante da evidenziare è che la corrente erogata da G1 non viene definita "passivamente" dalle esigenze del carico ma ATTIVAMENTE dalla tensione presente su R2 che lo controlla: il che, detto in altro modo, significa che la corrente che circola nello stadio finale varia con il segnale d'ingresso anche in assenza di carico e indipendentemente dalle effettive esigenze di questo, Un comportamento completamente diverso da quello tipico di altri stadi di uscita più convenzionali, nei quali, quando il carico non richiede corrente perché assente o perché di impedenza molto elevata, la corrente che scorre nei finali rimane stabile sul valore assegnato come corrente di riposo, quale che sia la loro classe di funzionamento. Di questa differenza di comportamento analizzeremo ora i dettagli e le sue conseguenze sulle prestazioni del circuito.

A tale scopo il confronto più utile lo si ha con il convenzionale circuito di uscita in classe A composto da un inseguitore di tensione caricato, oltre che dal carico di uscita, anche da un generatore di corrente COSTANTE (che qui chiameremo G0), il quale definisce sia la corrente di riposo dello stadio finale sia la massima corrente erogata dal braccio del circuito di uscita in cui è collocato (nel nostro caso quello negativo). Dal punto di vista circuitale i due circuiti sono semplicemente uno la variante dell'altro mentre da quello del modus operandi, come vedremo tra poco, le differenze non potrebbero essere... più differenti! Partiamo dall'esaminare il lavoro dei due stadi di uscita in assenza di carico.

Tipo 1 - Inseguitore di tensione convenzionale polarizzato da generatore di corrente costante - In questa situazione lo stadio di uscita lavora, in assenza di carico, semplicemente riproponendo all'uscita di Q2 la tensione che viene iniettata sul suo ingresso, con una distorsione teoricamente inesistente e praticamente misurabile solo con molta difficoltà. La corrente dello stadio finale, fin quando la  tensione di uscita resta nei suoi limiti massimi fissati dalla tensione di alimentazione, rimane praticamente pari a quella definita dal generatore di corrente costante, quale che sia l'ampiezza del segnale in ingresso (I).
Questo significa che, nel caso molto simile a quello di assenza del carico in cui il carico è però soltanto di impedenza molto elevata e tale da richiedere una frazione minima della corrente disponibile a riposo, si possono ottenere con poco sforzo livelli molto elevati di linearità del segnale in uscita anche utilizzando tassi di retroazione piuttosto contenuti. Di per sé questo sistema - contenere la distorsione di un circuito facendo variare il meno possibile le sue correnti di segnale rispetto a quella statica assegnata a riposo - è tutt'altro che nuovo e anzi, quando l'uso e la diffusione della retroazione nei circuiti analogici era ancora di là da venire, era praticamente l'unico espediente utilizzabile per questo scopo.

Tipo 2 - Inseguitore di tensione "Linsley-Hood" caricato da generatore di corrente variabile dipendente dal segnale di ingresso - Passando dalla situazione precedente a quella in cui l'inseguitore di tensione viene caricato da un vero e proprio generatore di transconduttanza (e non più solo di corrente statica), il cui valore di corrente di uscita dipende da un segnale in tensione posto al suo ingresso, il funzionamento del circuito muta completamente in quanto l'inseguitore di tensione, anche in assenza di carico esterno, lavora in effetti su un carico INTERNO, costituito nel nostro caso proprio da G1 che, sollecitato dalla tensione presente su R2, varia COMUNQUE la sua corrente in funzione del segnale in ingresso - e la varia sempre allo stesso modo, quale che sia l'effettivo valore del carico. Non solo ma la variazione della corrente di G1 rispetto alla variazione della tensione imposta ai suoi capi dall'inseguitore di tensione Q2 è SEMPRE di segno tale da fare apparire G1 a Q2, in presenza di segnale, come un carico avente RESISTENZA NEGATIVA, pur non essendo, in prima istanza, realmente tale.

Il valore di questa "resistenza negativa" è definito come segue:

Eqn 01
ovvero, assumendo Vin praticamente coincidente con la tensione presente su R2 e Vout coincidente con la tensione sul collettore di Q1, essa è definita dall'inverso della transconduttanza di G1 moltiplicata per il guadagno in tensione di Q1. Dimensionando opportunamente quest'ultimo è possibile ottenere, a partire da un dato valore di gm assegnato a priori a G1, qualunque valore di "resistenza negativa" si ritenga opportuno far "vedere" all'inseguitore Q2.
E' evidente, dall'equazione esposta sopra, che questa "resistenza negativa", una volta che l'amplificatore viene regolarmente connesso a un carico, ha un impatto significativo solo fintanto che il guadagno in tensione dello stadio pilota Q1 si mantiene relativamente basso; qualora questo sia portato agli elevati valori che usualmente sono assegnati allo stadio VAS per incrementare il guadagno ad anello aperto del sistema, l'inseguitore di tensione alla "Linsley-Hood si riduce ad essere di fatto un normalissimo inseguitore di tensione caricato a riposo solo da un generatore di corrente un po' più bizzarro del solito... ma questo è tutto (ed è proprio da qui che nasce il parziale limite della versione di questo amplificatore riproposta nel 1996: essendo il VAS caricato da un generatore di corrente esibisce un guadagno in tensione un po' troppo elevato per conservare il comportamento caratteristico dello stadio di uscita presente nella versione originale del 1969).

Le cose vanno invece molto diversamente quando l'equazione di prima fornisce un valore direttamente confrontabile con quello del carico o quantomeno appartenente al suo stesso ordine di grandezza. In questo caso infatti il comportamento dello stadio di uscita cambia a tal punto che la sua classe di lavoro non può più essere nettamente definita né come classe A, né come classe B e NEPPURE COME CLASSE AB ma piuttosto come un ibrido di tutte queste (ibrido che non ha niente a che fare con la cosiddetta "classe A dinamica") . Per capire come stanno le cose ci occorre ancora una volta confrontare il comportamento (questa volta sotto carico) dei due inseguitori di tensione, quello caricato con un normale generatore di corrente e quello "Linsley-Hood", annotandone le differenze.

Inseguitore di tensione tipo 1 - In questo caso, supposto il carico come completamente resistivo e assegnato al generatore di corrente costante che polarizza l'inseguitore di tensione a riposo un valore pari a quello richiesto dal carico con il massimo segnale di uscita, abbiamo semplicemente che, in base all'ampiezza del segnale, l'inseguitore di tensione Q2 vede aumentare la corrente che lo attraversa durante la parte positiva del segnale e diminuirla durante la parte negativa del medesimo, mentre per parte sua il generatore di corrente costante G0 si limita a fare il suo mestiere, ovvero tenere costante la corrente che lo attraversa indipendentemente dalla tensione che il circuito esterno impone ai suoi terminali.
Detto in altro modo: l'unica corrente che varia dell'intero stadio di uscita è SOLO quella che attraversa l'inseguitore di tensione Q2 che, in ogni momento, è SEMPRE la somma algebrica della corrente erogata dal generatore di corrente che lo polarizza PIÙ quella richiesta dal carico.

Inseguitore di tensione tipo 2 "Linsley-Hood" - Alle stesse condizioni di carico appena viste per l'inseguitore di tensione trandizionale, il tipo "Linsley-Hood", supponendo che la "resistenza negativa" mimata da G1 sia pari in valore a quella positiva del carico connesso, abbiamo che durante la parte positiva del segnale di uscita, la corrente erogata da G1 diminuisce mentre viceversa, durante la parte negativa del segnale, essa aumenta in modo tale che la corrente che attraversa l'inseguitore di tensione RIMANE COSTANTE PER QUALUNQUE AMPIEZZA DEL SEGNALE DI USCITA. Ovvero: l'inseguitore di tensione lavora come se fosse sempre collegato ad  un carico di impedenza molto più elevata di quello effettivo con un incremento più che sostanziale della sua linearità, che può ridurre la sua distorsione fino AD ALMENO un ordine di grandezza a prescindere dall'ulteriore azione correttiva esercitata dalla retroazione.

Tutto questo nel caso si decida di far funzionare il circuito in una sorta di classe "simil-A", che è senz'altro più lineare di quella tradizionale ma lo è in un contesto in cui la linearità della classe A "normale" è già ampiamente sufficiente. I veri vantaggi di questo stadio di uscita non stanno qui ma piuttosto nell'inedita possibilità di funzionare in una sorta di classe "non-A e non-B" di tipo non switching (e quindi si può ben definire anche "non-AB"). Vediamo ora qualche dettaglio per capire meglio la situazione.
Supponiamo che lo stadio finale, anziché essere polarizzato con una corrente di riposo pari al massimo valore di picco richiesto dal carico, sia polarizzato soltanto alla metà di questo valore. In uno stadio inseguitore di tipo 1 l'effetto immediato di una simile riduzione della corrente di riposo sarebbe, a parità di carico RL, un contestuale drastico dimezzamento della massima tensione di uscita indistorta. Invece in un inseguitore di tipo "Linsley-Hood" (tipo 2), il cui generatore G1 si comporti come una "resistenza" di valore pari a -RL, la massima tensione di uscita indistorta rimarrebbe tale e quale quella di prima, che è esattamente un altro modo per dire che, con questa configurazione, META' della normale corrente di riposo richiesta da un stadio in classe A convenzionale è superflua.
La differenza di comportamento tra i due tipi di inseguitori 1 e 2 è dovuta interamente al fatto che mentre nel primo il polarizzatore è un semplice generatore di corrente COSTANTE, il secondo è invece un generatore di corrente VARIABILE, il cui valore è peraltro definito, al netto di ogni fattore di moltiplicazione, proprio dallo stesso segnale che, in controfase, esce dall'inseguitore Q2.

Riesaminiamo il Linsley-Hood originale

Alla luce di quanto appena detto, occorre a questo punto fare un po' le pulci allo schema originale del Linsley Hood per capire se e quanto aderisce al modello di comportamento appena descritto. Allo scopo riportiamo qui sotto lo schema originale completato dei valori forniti all'epoca per poter funzionare su un carico nominale di 8 ohm.
Fig. 2 - Il JLH del 1969 completo dei valori di R1 ed R2 idonei per lavorare su un carico di 8 ohm
Il primo dato importante da ricavare dallo schema è la corrente di riposo dello stadio finale che, a prima vista, non appare definita con precisione da nessun componente del circuito (non esiste alcuna regolazione) ma sembra essere piuttosto la risultante del concorso di più fattori. Nel testo originale del 1969, con l'amplificatore alimentato a 27 volt e i valori di R1 ed R2 arrangiati per un carico di 8 ohm, la corrente di riposo risultante viene data indicativamente pari a circa 1.2 ampere.
Questa corrente è definita sia dal beta dei transistori di uscita sia dalla corrente che a riposo scorre nella serie composta da R1 ed R2 (660 ohm) che, sottoposta alla differenza tra la tensione di alimentazione (27 volt) e la tensione presente sul nodo di uscita (12-13 volt), risulta pari a circa 21 mA che si suddividono più o meno equamente tra le basi dei transistori di uscita che la ricevono sia direttamente (Tr2) sia indirettamente (Tr1-G1, che riceve la sua parte dall'emettitore del VAS Tr3). Per garantire con 10.5 mA una corrente di collettore di 1.2 Ampere occorre che il beta minimo dei finali (ma sopratutto quello di Tr1) sia almeno pari a 115, valore che, riferito ai transistori di potenza a suo tempo impiegati (gli MJ480 elettricamente - ma NON termicamente - equivalenti ai BD537), impongono un minimo di selezione per assicurare che almeno il beta "tipico" dichiarato sui datasheet coincida con quello effettivo (che peraltro, in quel punto delle caratteristiche, è abbastanza indifferente alle variazioni di temperatura delle giunzioni che quindi, anche volendolo, non sono qui in grado di dare alcuna "spinta" per superare il problema - il che è un bene poiché la "spinta" toglierebbe di torno un problema lasciando però completamente scoperto quello della valanga termica dei transistori finali).

Di passata, va notato come il fatto che, in questa situazione, la corrente di riposo dello stadio finale dipenda dal beta dei transistori di potenza che vi sono impiegati, sia una caratteristica tutt'altro che positiva e in grado di compromettere seriamente l'affidabilità dell'intero amplificatore. Per parte mia non sarei affatto sorpreso se saltasse fuori che proprio in questo sta la ragione per cui questo amplificatore, pur molto ambito tra gli autocostruttori, non è mai stato preso in considerazione per una produzione commerciale.

Con una corrente 1,2 ampere a riposo i finali lavorano in effetti sulla china "discendente" delle curva che lega l'andamento del beta a quello della corrente di collettore: il beta diminuisce all'aumentare della corrente di collettore e viceversa aumenta al diminuire di quest'ultima cosa che, in presenza di segnale, permette al finale che in ciascun istante lavora ad una corrente di collettore inferiore a quella del transistor compagno di "prestare" a quest'ultimo (che sta lavorando con un beta inferiore a quello del primo) un surplus di corrente tale da riequilibrare gli assorbimenti delle loro basi attorno ad un valore medio che nel complesso mantiene il beta complessivo dello stadio di uscita su un valore più costante di quello che farebbe vedere ciascun finale preso individualmente.
Nello stadio di uscita del LInsley-Hood questo però non è necessariamente tutto rose e fiori in quanto il VAS Tr3 è per parte sua attraversato dalla corrente di base di UNO SOLO dei due finali (Tr1-G1) e pertanto ne segue inevitabilmente per intero i capricci del beta di quest'ultimo che, prendendo in considerazione un'escursione della corrente di collettore di +/- 800 mA di picco (corrispondenti ad una potenza di uscita di circa 5 watt di picco su 8 ohm), varia tra una volta e mezzo e la metà del suo valore a riposo, una variazione che, variando in concordanza di segno con quelle della transconduttanza di Tr3, non fanno altro che esacerbare le non linearità di quest'ultima.
Al conteggio delle non linearità vi è poi da aggiungere il non trascurabile contributo rappresentato dalla resistenza di emettitore virtuale che Tr3 vede attraverso la base di Tr1-G1, che essendo nient'altro che il prodotto tra il beta di questo transistor e la resistenza ohmica del collegamento interno con il suo emettitore (che ha un valore compreso tra 0,15 e 0,2 ohm) e variando con lo stesso segno del beta in questione, inasprisce ulteriormente la già aspra asimmetria di trattamento tra la parte positiva e la parte negativa del segnale che viene amplificato. Chi ama le armoniche pari è anche fin troppo accontentato!

Occorre ora, per fare altra luce sul funzionamento del Linsley-Hood originale, trovare il valore del suo guadagno ad anello aperto individuando allo stesso tempo i fattori che concorrono a definirlo e per far questo occorre girare un po' intorno a Tr3. Innanzitutto va notato che, lavorando già a riposo con 10-11 mA, la sua transconduttanza naturale (400 mS circa, che corrispondono ad una "Re" interna in serie all'emettitore pari a 2,5 ohm) è ormai quasi completamente fuori gioco nel computo dei fattori che definiscono il guadagno: la componente più importante in serie all'emettitore di Tr3 è ormai l'impedenza di ingresso del finale Tr1-G1 che ammonta agli 0,15 ohm ohmici internamente in serie all'emettitore di questo moltiplicati per il suo beta (stimabile pari a 110-120) che danno vita, rispetto all'emettitore di Tr3, ad una resistenza di degenerazione virtuale di circa 17 ohm, non grandissima ma comunque ben superiore a quella rappresentata dall'inverso della sua transconduttanza (ovvero i 2,5 ohm prima ricordati).
Questa resistenza di emettitore virtuale costituisce uno dei due elementi che servono a definire il guadagno di tensione del VAS costituito da Tr3. Il secondo elemento è rappresentato dal carico di uscita che Tr2 "riflette" sulla propria base moltiplicato per il proprio beta - che supponiamo per comodità uguale a quello di Tr1-G1 - e che, con 8 ohm connessi all'uscita del finale, produce sul collettore del VAS un carico equivalente pari a circa 920 ohm. Quest'ultimo numero costituisce il secondo elemento che ci serve conoscere che, diviso per il primo già trovato (i 17 ohm visti in serie dall'emettitore di Tr3), ci fornisce un "esuberante" guadagno di tensione ad anello aperto di ben... 54 volte! Da confrontare con il guadagno ad anello chiuso del sistema, pari a circa 13 volte che porterebbe, apparentemente, ad un tasso di retroazione di poco più di 12 dB, ovvero praticamente inesistente.
Tuttavia, con il Linsley-Hood, c'è il grosso inghippo che, generando come già detto una sorta di "resistenza negativa" sulla sua uscita, questa di fatto AUMENTA il valore effettivo del carico visto da Tr2, cioè dal finale che agisce da inseguitore di tensione. Un comportamento che rende completamente privo di valore il "guadagno" che abbiamo trovato prima, costringendoci peraltro a complicare significativamente i conti per ricavare quello reale.

Per venire a capo della situazione occorre fare un passo indietro abbandonando, almeno temporaneamente, il concetto di "resistenza negativa" e riprendendo a vedere Tr1-G1 soltanto come un "comune" generatore di corrente dipendente.
Ripartiamo dalla Fig. 1, supponendo che lo stadio di uscita lavori senza carico o, il che è praticamente lo stesso, su un carico dall'impedenza molto elevata. In questa situazione il guadagno in tensione del circuito coincide con il massimo valore di guadagno ottenibile, in questo circuito, da Tr3 usato come VAS che vale:

(Eqn 02)
dove Re non è altro che la resistenza virtuale di emettitore di Tr3 da 17 ohm vista qualche paragrafo sopra, mentre hoe, per il 2N1613 lavorante con una corrente di collettore di 10-11 mA, vale circa 30-40 uS. valori questi che forniscono per Avmax un più che plausibile valore di circa 10.000 che indica anzitutto come esso sia essenzialmente, più che un vero driver, un transistor di segnale confezionato in modo tale da poter dissipare una potenza un po' superiore a quella normalmente permessa ad altri transistori di segnale (cioè 0.8 watt, circa il doppio del consueto).
Detto di passata, questa caratteristica rende oggi questo tipo di transistori difficili da sostituire in quanto, per la loro stessa capacità dissipante, vengono offerti solo dei VERI transistori di media potenza come i BD137 che NON sono affatto equivalenti e che se impiegati al posto del 2N1613 abbattono il guadagno Avmax a poco più di un terzo di quello che abbiamo appena calcolato.
Il valore Avmax appena calcolato non tiene ancora conto dell'effetto di Tr1-G1 e che ormai non possiamo più eludere. Se infatti andiamo a vedere quel che succede al transistore inseguitore Tr2 ci troviamo a fare i conti con il fatto che, pur non essendo l'uscita collegata ad alcun carico, la sua corrente varia a causa di Tr1-G1 come se lo fosse - e lo fa, come ormai sappiamo, come se si trovasse a lavorare su un carico a resistenza negativa anziché positiva ma che, al pari di quest'ultima, si "riflette" moltiplicata dal beta di Tr2 sul collettore del VAS Tr3 andando in definitiva ad aggiungersi come ulteriore componente che contribuisce a definire il guadagno Avmax del VAS stesso, di cui va quindi rivista la Eqn 02 che la definisce.

Prendendo per buona l'identità (e la linearità) dei due transistori di uscita Tr1-G1 e Tr2, se Re fosse la sola componente a trovarsi in serie al VAS Tr3, la conduttanza negativa generata da Tr1-G1, una volta riflessa sul collettore del VAS da Tr2, sarebbe sempre identica in modulo ma opposta in segno alla conduttanza hoe, fatto che porterebbe all'annullamento di quest'ultima dando vita ad un guadagno Avmax teoricamente infinito e quindi, per conseguenza, ad uno stadio amplificatore privo di qualsiasi stabilità.
Ciò che interviene a salvare la situazione è proprio il fatto che la Re complessiva che si trova in serie alla giunzione base-emettitore di Tr3 è in realtà data dalla somma di due componenti, una esterna ed una interna - Re+1/gm - di cui può lo stadio di uscita Tr1-G1+Tr2 può invertire di segno soltanto la prima, mentre l'altra rimane totalmente inaccessibile ad ogni manipolazione. La conseguenza di questo fatto è che la conduttanza negativa generata nello stadio di uscita e riflessa sul collettore di Tr3 che va a sottrarsi ad hoe è sempre inferiore a quest'ultima, di cui pertanto rimarrà sempre un resto positivo finito che, per quanto piccolo, non sarà mai nullo, ponendo così un tetto massimo al guadagno ottenibile dal VAS Tr3, Tale guadagno vale (II):

(Eqn 03)


di cui il fattore chiave - il coefficiente dato da gm·Re che nel nostro caso vale 7 - è in realtà indipendente dal valore del carico connesso all'uscita dell'amplificatore e riflesso sul collettore del VAS ed è quanto ci serve per trovare il reale guadagno ad anello aperto del Linsley-Hood, il cui valore non è infatti 54 ma sette volte questa cifra, ovvero circa 380 (III), mentre il suo fattore di retroazione effettivo - 30 dB, non certo da urlo - è ora senz'altro più rassicurante degli sparutissimi 12 dB che avevano trovato qualche paragrafo più sopra.

Diviene ora molto più chiaro sia il motivo per cui il Linsley-Hood può permettersi di lavorare senza alcuna compensazione esplicita in frequenza sia la ragione per cui la sua reiezione ai disturbi e al ronzio di alimentazione è, per dire il meno, scarsa. Semplicemente non c'è trippa per gatti... e i gatti miagolano! Le prestazioni in termini di distorsione sono invece piuttosto buone e, per i tempi in cui vide la luce, davvero ottime. Del resto, una volta che le distorsioni sono confinate al di sotto dei -60 dB (e a basso livello anche -80 dB) esse cessano di essere una reale preoccupazione.
Nondimeno vale la pena di notare come la ragione di queste buone prestazioni sia in ultima istanza il fatto che, dal punto di vista dinamico, l'inseguitore di tensione vede un carico connesso all'uscita il cui valore è ben sette volte quello reale (56 ohm contro 8 ohm) che, detta in altro modo, significa che esso, pur pilotando degli altoparlanti, lavora come se stesse pilotando una cuffia!

Riassumendo, le caratteristiche peculiari dello stadio di uscita del Linsley-Hood, si possono sintetizzare essenzialmente in due aspetti:

1) La gestione, a parità di corrente di riposo, di una potenza di uscita doppia - o, vedendola in altro modo, la possibilità di gestire, a parità di corrente di riposo, un carico di uscita di valore dimezzato (ad esempio 4 ohm invece di 8) rispetto a quello ammesso, a parità di corrente di riposo, per tutti gli altri tipi di amplificatori in classe A a cui, per topologia circuitale, non sia consentito di "allargarsi" alla classe B nel caso il carico richiedesse una corrente di picco superiore a quella prefissata come corrente di riposo.

2) La riduzione dell'impatto dinamico del carico sulle prestazioni dello stadio di uscita e pilota (in termini di miglior linearità, guadagno e, come vedremo tra poco, smorzamento) che, pur lavorando sul normale carico di uscita di un amplificatore (gli altoparlanti) lo sente in realtà come se si trattasse di un carico di impedenza molto più elevata, più simile in valore, come già detto, a quello offerto da una cuffia.

Quanto sopra è tutto tranne che di poco conto e di per sé avrebbe potuto assicurare a questo amplificatore, sul piano commerciale, ben altra diffusione che non quella ottenuta tra i soli autocostruttori se, come proposto nello schema del 1969, non avesse dovuto fare i conti con una pericolosa dipendenza della corrente di riposo dal beta del transistori di uscita che può portare a guasti catastrofici e che, tra i difetti, è quello che con più urgenza richiede vi sia posto un rimedio.
Prima di parlare di questi aspetti progettuali però occorre mettere in risalto un'altra peculiarità significativa di questo sorprendente schema, ovvero il suo fattore di smorzamento che, una volta chiuso l'anello di retroazione, mostra proprietà uniche, non presenti in nessun altro tipo di stadio di uscita normalmente usato negli amplificatori audio.

Lo smorzamento del Linsley-Hood

Come qualcuno avrà già intuito, la particolare caratteristica dello stadio di uscita del Linsley-Hood di neutralizzare una parte della conduttanza del carico facendolo sembrare di impedenza molto più elevata, ha delle conseguenze anche sul suo fattore di smorzamento che, a differenza di altri stadi finali, non è frutto soltanto del ridurre, con o senza retroazione, l'impedenza di uscita ai minimi termini - i migliori riescono a scendere anche al di sotto del decimo di ohm - ma del suo andare parzialmente oltre facendo di questo amplificatore, una volta chiuso l'anello di retroazione, uno dei pochi dotati di un fattore di smorzamento ATTIVO. Questo stato di cose conduce a due notevoli conseguenze:

1) il fattore di smorzamento attivo nel circuito di uscita non discende dal rapporto tra l'impedenza di uscita del finale e quella del carico bensì dal rapporto tra la prima di queste e quella apparente vista dal transistor inseguitore di tensione, che nel Linsley-Hood originale è ben sette volte superiore a quella effettiva.

2) Nei casi in cui, per varie ragioni, il carico dell'amplificatore (cioè il diffusore) diventa parzialmente attivo (ovvero funziona esso stesso da "impedenza negativa"), lo stadio di uscita reagisce, contrariamente agli altri stadi finali, comportandosi come un vero e proprio «Power Factor Corrector» che, compensando le variazioni di carico istantanee dovute ad un eccesso di attività o peggio di reattività, lo fa apparire all'inseguitore di tensione dello stadio di uscita molto più costante e soprattutto più resistivo di quello che realmente è, comportamento questo non riscontrabile in nessun altro tipo di amplificatore.

Questo comportamento, assai vantaggioso se amministrato con oculatezza, non è però senza contropartite: data la capacità dello stadio finale di "moltiplicare" il massimo guadagno dello stadio VAS che lo precede tanto più efficacemente quanto più cresce l'impedenza del carico, occorre prestare la massima attenzione a che sull'uscita non venga MAI a mancare un carico "di guardia" che, qualora i diffusori risultino volutamente o accidentalmente sconnessi, impedisca allo stadio finale di vedere sull'uscita una impedenza superiore al massimo valore oltre il quale, a causa dell'eccessivo guadagno ad anello aperto risultante, non può più essere garantita la stabilità del circuito. Detto in altro modo, il guadagno ad anello aperto del circuito è molto più fortemente dipendente dal valore carico di quanto sia usuale con altri stadi di uscita e questa caratteristica, con buone probabilità, è un'altra, assieme alla (comunque ben più pericolosa) indeterminatezza della corrente di riposo dello stadio di uscita, che ha bloccato ogni evoluzione commerciale di questo amplificatore, decisamente "ad alto rischio" dal punto di vista di una possibile assistenza post-vendita.


Primi spunti per una revisione

Arrivati a questo punto possiamo già cominciare a formulare dei requisiti da imporre ad un progetto aggiornato del Linsley-Hood che miri a superare i limiti e i difetti della sua versione originale rendendolo, se possibile, affidabile a sufficienza per una sua eventuale proposizione sul mercato non più solo come "kit" per autocostruttori ma anche come amplificatore finito, vendibile come tale.
Se si riflette su quanto esposto finora ci si rende conto che alla fine dei conti il vero limite del JLH originale è quello di fare troppe cose con pochi componenti attivi, che era una prassi ragionevole nel 1969 quando i semiconduttori costavano un occhio della testa (allora erano le valvole ad essere ancora relativamente economiche, non i transistor!) ma che oggi è stata largamente superata dagli eventi. Oggi ci si può permettere, a parità di risultati finali, di utilizzare circuiti più sofisticati che, prima di ogni altra cosa, riducano o addirittura annullino il peso dei difetti del circuito originale, soprattutto quelli più pericolosi inerenti la stabilità termica dello stadio di uscita.
In realtà, alla luce dell'analisi fatta prima, la soluzione è stupefacentemente semplice: trasformare il transistor Tr1-G1 in un vero e proprio SERVOCIRCUITO che abbia soprattutto il compito di mantenere la corrente che scorre attraverso il transistor Tr2 (l'inseguitore di tensione) COSTANTE e INDIPENDENTE dall'ampiezza del segnale una volta che essa sia stata regolata per una data corrente di riposo ritenuta più o meno ottimale rispetto al carico connesso all'uscita.
Tale servocircuito, per funzionare in maniera efficiente recando il minor disturbo possibile all'amplificatore dovrà, dal punto di vista circuitale, essere completamente indipendente dal circuito dell'amplificatore vero e proprio, ovvero la condizione opposta a quella del progetto originale in cui l'amplificatore funge parzialmente ANCHE da servocircuito andando in parte a rovinare il proprio stesso miglioramento delle caratteristiche di linearità dello stadio finale e introducendo in più i problemi di possibili instabilità causate da eccesso di guadagno di cui abbiamo parlato poco fa.
Per chi ha un'infarinatura di circuiti a radiofrequenza, la situazione originale era  per certi versi analoga a quella di un circuito reflex in cui un solo stadio viene utilizzato per realizzare, a frequenze differenti, due tipi di amplificazioni (RF e di bassa frequenza) molto diverse tra loro e i cui intrinseci problemi di autointerferenza sono, alla fin dei conti risolvibili nello stesso modo, ovvero dedicando a ciascuna funzione un SUO circuito specializzato nello svolgerla senza essere allo stesso tempo impegnato in nessun altro compito.
In realtà il destinare a ciascuna funzione un proprio circuito porta naturalmente il Linsley-Hood originale verso un'evoluzione ancora più sorprendente ovvero ad una situazione in cui, nel circuito di uscita dell'amplificatore, la tensione e la corrente necessari per il carico vengono ciascuna fornite da un circuito specializzato a fornire O una O l'altra - una situazione ben diversa da quella di amplificatori più convenzionali in cui, a prescindere dal rendere dominante la tensione piuttosto che la corrente di uscita (cioè dal caratterizzarli come amplificatori di tensione piuttosto che di corrente), essi devono fornire al carico entrambe le componenti con un unico stadio di uscita che, circuitalmente, può solo essere ottimizzato per fornire al meglio una delle due componenti ma non entrambe.

Un primo schema di principio di come potrebbe essere lo stadio finale di un rinnovato JLH e su cui si può già cominciare a riflettere è visibile nella figura sottostante:

Fig. 03 - Lo stadio di uscita del nuovo JLH
Come si può vedere il transistor Q1-G1 (che è lo stesso Tr1-G1 di cui abbiamo parlato prima) fa ora parte di un circuito completamente indipendente da quello dell'amplificatore e il cui compito principale è quello di mantenere stabile e costante la corrente che attraversa la resistenza Rsense in serie all'emettitore di Q2, cioè dell'inseguitore di tensione. Sebbene esso centri due obiettivi - il conseguimento di una regolazione stabile e affidabile della corrente di riposo e lo svincolo del guadagno ad anello aperto dell'amplificatore principale dalle vicende del carico - la sua stabilità rimane tutta da verificare. E pure da verificare con scrupolo in quanto ora il finale non è più composto da un solo amplificatore bensì da DUE che, secondo le aspettative, "dovrebbero" cooperare nell'alimentare il carico di uscita. Se lo fanno realmente lo dobbiamo ancora accertare.
In linea di massima con questa configurazione si può controllare direttamente: a) la corrente di riposo del finale; b) l'incidenza della "resistenza negativa" rispetto al carico; c) il guadagno ad anello aperto dell'intero amplificatore con tutte le conseguenze del caso riguardo la linearità, la banda passante e, importantissima, la stabilità di tutto l'amplificatore. Non solo ma i transistor utilizzati nello stadio finale finale non abbisognano di alcuna selezione particolare ma soltanto che rientrino di buona misura nei loro parametri tipici e che, naturalmente, non siano dei tarocchi! (IV)
Dalle simulazioni in corso su uno schema preliminare "quasi" completo, il comportamento effettivo del circuito è incomparabilmente migliore rispetto al JLH del 1969, con un comportamento molto più prevedibile, stabile e costante ma soprattutto NON critico; i due amplificatori cooperano ottimamente in tutte le condizioni paradossalmente proprio grazie al fatto che il servoregolatore di corrente, a causa dei limiti fisici dei dispositivi attivi e del circuito di controllo (volutamente impostato per avere un modesto tasso di retroazione per evitare di incorrere in problemi di stabilità), è tutto meno che perfetto: pur diminuendo fortemente le variazioni della corrente di emettitore uscente dall'inseguitore di tensione non ne ha però un controllo "ferreo" che, desiderabile in altre situazioni, potrebbe in questo caso rendere instabile il circuito a monte dell'inseguitore di tensione compromettendone la sicurezza di funzionamento.
In effetti le prestazioni del generatore di corrente preso a sé migliorano sensibilmente (ma tutt'altro che spettacolarmente) sia adottando circuiti più sofisticati sia aumentando  in maniera consistente il guadagno di anello.

Simulazioni di valutazione - JLH 1969

Qui di seguito si possono vedere alcuni "screenshot" di LTSPICE durante la simulazione di un circuito simile al JLH originale e di quello che intendo proporre al suo posto. Se si osservano distrattamente le forme d'onda delle correnti circolanti sull'uscita del JLH originale non si ha l'impressione che succeda poi chissà che cosa. Ma è una impressione fallace che crolla non appena ci si rende conto che le variazioni di corrente uscenti dall'inseguitore di tensione sono NETTAMENTE inferiori alle variazioni ci corrente circolanti sul carico, ovvero esattamente quanto dovremmo aspettarci in base alle considerazioni fatte fin ad ora in tutto questo articolo.
JLH 1969 - Schema adottato per la simulazione in LTSPICE
 Lo schema che è stato utilizzato per la simulazione del circuito originale ha la stessa struttura di questo ma purtroppo non sempre gli stessi componenti: i finali sono stati sostituiti da equivalenti "abbastanza equivalenti" dal punto di vista elettrico ma per nulla equivalenti dal punto di vista fisico. In una simulazione non fa alcuna differenza ma nella realtà la fa eccome! Occhio a non trasporlo di sana pianta nel reale perché altrimenti i finali vi fondono dopo dieci minuti!

In questo schema, a parte alcuni completamenti circuitali minori (come la rete di Zobel sull'uscita o il piccolo condensatore di compensazione da 10 pF, assenti nel progetto originale) vi sono sostanzialmente due "peperoni" che hanno preso il posto dei "pomodori" originali: 1) I transistori di uscita sono stati rimpiazzati da un loro ragionevole equivalente elettrico per i quali però si sono dovute adattare le resistenze R1 ed R2 in modo da avere una corrente di riposo non troppo distante dai valori originali (circa 1.2 ampere); 3) il 2N1613 originariamente usato come VAS è stato sostituito da un suo più che ragionevole equivalente plastico (il BC337). Delle due sostituzioni la più critica è naturalmente quella dei finali.

Dalle simulazioni effettuate con lo schema predetto sono state tratte alcuni screenshoots che denunciano come il jLH originale del 1969, mentre suonava, ne combinasse pure di cotte e di crude con la corrente che scorreva nei transistori di uscita e che fanno apparire ancor più azzeccato il classificarlo in un ambito a parte di amplificatori in classe "non A" e allo stesso tempo "non B". Qui sotto le screenshot commentate individualmente

Anzitutto, per orientarsi: il colore delle tracce di "osciloscopio" seguono una legenda comune a tutte le screnshoot e in particolare: 1) la traccia nera si riferisce alla variazione della corrente circolante in R14 dello schema usato per la simulazione, corrispondente alla resistenza posta in serie all'emettitore del transistor Q2 (l'inseguitore di tensione); 2) la traccia bluastra si riferisce sempre alla variazione della corrente circolante in R15, corrispondente alla resistenza posta in serie all'emettitore del transistori Q1 (il generatore di corrente variabile); 3) la traccia gialla invece si riferisce alla corrente sul carico.
Del carico sono dati due valori: il primo prossimo a quello effetivo di esercizio rappresentato da R12, fatto pari a 10 ohm; il secondo, equivalente in questo caso a 195 ohm, rappresenta l'amplificatore lavorante in assenza del suo carico nominale e riassume i contributi parallelati della resistenza di bootstrap R1 (qui fatta pari a 390 ohm) e di "precarico" R13 (330 ohm nello schema ma posta, nella simulazione, uguale ad R1 per comodità di conto).

JLH 1969 - 01 - Tensione di uscita: 1 V di picco - Corrente di uscita /su 195 ohm): 5.1 mA di picco
Questa illustrazione rappresenta in maniera sintetica quasi per intero le anomalie che caratterizzano il funzionamento del JLH originale. Infatti nonostante il fatto che l'amplificatore lavori scollegato dal suo carico nominale e che l'unico carico interno residuo si limiti ad assorbire 5.1 mA, cioè quanto dovuto per la legge di Ohm, nei transistori di uscita scorrono invece correnti  completamente differenti sia dal punto di vista del valore nominale sia da quello della forma d'onda che, contrariamente a quella del segnale, praticamente priva di distorsione, è invece fortemente distorta.
Queste due coppie di forme d'onda sono tuttavia ancora composite in quanto continuano ancora a incorporare la corrente di uscita vera e propria. La "vera" forma d'onda delle due coppie che si otterrebbe in assenza totale di QUALUNQUE tipo di carico, compreso quello dovuto alla rete di bootstrap, lo si può vedere invece nello screenshoot sottostante:

JLH 1969 - 01_B - Tensione di uscita: 1 V di picco - Corrente di uscita: assente
Questa screenshoot (legenda: nera per R14 e bianca per R15) non solo evidenzia quanto già  visibile nella tavola JLH1969_01 ma lo mette completamente a nudo: lo stadio di uscita, pur in TOTALE assenza di carico varia la sua corrente come se ne fosse presente uno, oltrettutto fortemente asimmetrico e non lineare.

JLH 1969 - 02 - Tensione di uscita: 1 V di picco - Corrente di uscita /su 10 ohm): 100 mA di picco
In questa screenshot si può constatare come, con le correnti più elevate richieste da un carico regolare, lo stadio di uscita del JLH sia "costretto" a ritornare ad un funzionamento ragionevolmente simile a quello di un normale push pull in classe A - ovvero, con tutta probabilità, quello effettivamente previsto dal suo progettista più di quarant'anni fa. In ogni ciclo del segnale rilevabile sul carico la corrente è fornita in parti quasi uguali da entrambi i transistori dello stadio di uscita.

Le screenshoot che seguono non fanno altro che ribadire l'essenza di quanto appena detto: accanto alla corrente richiesta dal carico se ne sovrappone un'altra che costituisce un gioco completamente interno allo stadio di uscita e che dipende in gran parte dall'ampiezza del segnale con cui viene pilotato l'amplificatore e che, specialmente su carichi di impedenza relativamente elevata rispetto a quella prevista nominalmente sull'uscita, eccede largamente le necessità di questi.
Per meglio comprendere la situazione si prenda l'esempio della tavola 7 (la penultima) in cui a fronte di un assorbimento di una sessantina di milliampere (con 11 volt di picco) dovuti al carico di 195 ohm, lo stadio di uscita è soggetto ad escursioni asimmetriche interne di corrente che per Q2 (l'inseguitore di tensione) vanno da 300 mA (fase di uscita positiva) a oltre 480 mA (fase di uscita negativa), mentre per Q1 (Il generatore di corrente) si hanno, a parità di condizioni, due picchi di corrente rispettivamente di 360 mA e di 420 mA. La differenza di 60 mA tra i massimi di entrambi i transistori è ovviamente la parte di corrente dovuta al carico.
A ulteriore conferma si esamini la tavola 5 che in sostanza ripropone, a una tensione di uscita di 5 volt di picco, lo stesso quadro "clinico". In entrambi i casi allorché viene connesso all'uscita il carico nominale, lo sbilanciamento tra variazioni di correnti interne allo stadio finale e correnti richieste dal carico si riduce sì fortemente ma non al punto di scomparire.

JLH 1969 - 03 - Tensione di uscita: 2 V di picco - Corrente di uscita (su 195 ohm): 10.2 mA di picco
JLH 1969 - 04 - Tensione di uscita: 2 V di picco - Corrente di uscita (su 10 ohm): 200 mA di picco
JLH 1969 - 05 - Tensione di uscita: 5 V di picco - Corrente di uscita (su 195 ohm): 25.6 mA di picco
JLH 1969 - 06 - Tensione di uscita: 5 V di picco - Corrente di uscita (su 10 ohm): 500mA di picco
JLH 1969 - 07 - Tensione di uscita: 11 V di picco - Corrente di uscita (su 195 ohm): 56.5 mA di picco
Questo comportamento curioso e bizzarro rende di per sé conto di un altro fatto a lungo ritenuto un errore di misura  - la relativa costanza sia della quantità che della composizione della distorsione al variare della potenza di uscita - e che invece non solo non è affatto tale ma è in effetti una conseguenza inevitabile del modus operandi di questo stadio di uscita che, contrariamente a tutti gli altri amplificatori in classe A, vede la distorsione diminuire più o meno costantemente al crescere della potenza di uscita fino a quando non entra in saturazione, andando così a compensare quella che è la naturale tendenza della trasconduttanza ad aumentare la distorsione al crescere dell'escursione di corrente del segnale in rapporto al valore statico definito come corrente di riposo (che, nei dettagli, continua comunque a rimanere una regola pienamente valida). 

JLH 1969 - 08 - Tensione di uscita: 11 V di picco - Corrente di uscita (su 10 ohm): 1.1 ampere di picco
Tutto quanto scritto appena sopra non avrebbe alcuna importanza se il JLH, anziché essere un amplificatore fosse, per dire, una specie di "spaghetti all'arrabbiata" o un'infornata di "brutti e buoni": anzi, in questi casi il "venir male" fanno parte del loro modo di essere. In un amplificatore però l'esser "buono" (ovvero il cosiddetto "suonar bene") non è (e non deve essere) un'attenuante nei confronti delle sue pecche tecniche. E queste, nel JLH originale - ma anche nei suoi epigoni - abbondano un po' troppo. Se si vuole trasformarlo in un qualcosa che funzioni in maniera un po' più affidabile di quanto consenta l'ingraziarsi la benemerenza del Sommo Architetto, occorre ripensare il tutto in modo che ci si possa tenere quello che, senza ombra di dubbio, è un bel bambino, lasciando che però l'acqua sporca finisca nello scarico che si merita. E questo lo si può ottenere solo ripensandolo a fondo.

Simulazioni di valutazione - JLH 2012

In fig. 03 abbiamo già proposto lo schema di massima di uno stadio di uscita che, evolvendo dai principi illustrati nella parte iniziale di questo articolo, possa divenire un adeguato successore dello stadio impiegato nel JLH originale. Qui sotto riproponiamo lo schema che ne è derivato per produrre le tavole di "oscilloscopio" che ci servono per confrontarle con le analoghe già prodotte sulla simulazione del JLH originale.

JLH 2012 - Schema di principio del solo stadio di uscita.
In questo schema è rappresentato il solo stadio di uscita nudo e crudo accompagnato dal suo servoregolatore di corrente. Tutto il resto dell'amplificatore che lo precede è stato qui sostituito e "riassunto" da un generatore di tensione. Le simulazioni che ne risultano, sebbene incomplete, sono però già sufficienti sia a illustrare il comportamento di questo stadio di questo sia soprattutto a evidenziarne le differenze sostanziali con quelle prodotte sul circuito del JLH 1969.

JLH2012 - 01A - Variazione di corrente su R2  (R1 coincidente) - Vout 2 Vpk, RL assente)
JLH2012 - 01B - Variazione di corrente su R2 e su R1 - Vout 2 Vpk, RL 10 ohm)
JLH2012 - 02A - Variazione di corrente su R2  (R1 coincidente) - Vout 5 Vpk, RL assente)
JLH2012 - 02B - Variazione di corrente su R1 ed R2 - Vout 5 Vpk, RL 10 ohm)
JLH2012 - 03A - Variazione di corrente su R2  (R1 coincidente) - Vout 11 Vpk, RL assente)
 
JLH2012 - 03B - Variazione di corrente su R1 ed R2 - Vout 11 Vpk, RL 10 ohm
 
Nelle tavole soprastanti la componente nera rappresenta sempre la variazione di corrente che scorre su R2 in serie all'inseguitore di tensione, mentre quella bluastra rappresenta la variazione di corrente su R1 in serie all'emettitore del generatore di corrente; infine la componente magenta rappresenta la corrente che scorre nel carico (quando connesso). Ciò che emerge con evidenza da questa serie di tavole, se confrontata con la prima, è l'uniformità e regolarità di comportamento del circuito sotto esame. Vi sono però anche altre differenze più fini che vale la pena di sottolineare:

1) Le variazioni di corrente in assenza di carico (tavole A della serie), contrariamente a quelle sul carico di 195 ohm del JLH 1969, sono tutte molto lineari, segno che esse sono prodotte non dal pilotaggio in concorrenza dei due transistori di uscita (caso del JLH 1969) ma da una "scadente" SVR rispetto alla... uscita dell'inseguitore di tensione, ovvero dal fatto che il servoregolatore di corrente non sente soltanto le variazioni di tensione prodotte dalla corrente di uscita che scorre in R2 ma anche la tensione di uscita vera e propria dell'inseguitore stesso. Il rimedio, come già detto in precedenza è aumentare il guadagno di anello del servoregolatore a patto di accettarne le controindicazioni - una stabilità minore del circuito ora simulato (che già ora, per rimanere in riga, richiede comunque una compensazione piuttosto robusta) - anch'esse già accennate in precedenza.


2) Il rapporto tra carico reale e carico apparente visto dall'inseguitore di tensione è molto più costante di quello esistente nel JLH originale, fattore che va a tutto vantaggio della stabilità e della linearità del circuito, con un solo svantaggio abbastanza relativo e cioè l'abbandono della (peraltro imprecisa) costanza della distorsione con il variare della ampiezza della corrente del segnale rispetto a quella di riposo e il ritorno della relazione tra queste due grandezze all'andamento consueto rilevabile in praticamente tutti gli amplificatori audio esistenti.



Il progetto - Lo schema elettrico

Giunti a questo punto possiamo finalmente passare dalla fase di "studio" a quella di elaborazione del progetto vero e proprio che, alla luce di quanto detto finora, dovrebbe ormai risultare "diretta" almeno quanto lo è l'elaborazione del progetto di qualsiasi altro amplificatore audio.
L'unico nodo che resta da sciogliere sta... nel decidere in che direzione si desidera andare avanti in quanto, oltre al "restyling" del JLH, il concetto di servoamplificatore di corrente può essere sviluppato anche come evoluzione del cosiddetto "current dumping" che, anziché essere attuato da degli stadi di uscita sì ausiliari ma sempre strettamente dipendenti dall'amplificatore di tensione principale (VAS), sarebbe questa volta servito da un vero e proprio servoamplificatore che, pur al servizio dell'amplificatore principale, è funzionalmente un amplificatore completamente indipendente e separato da quello da cui "prende ordini". Servoamplificatore che per altro nessuno vieta di far funzionare in classe AB pur garantendo, all'uscita dell'inseguitore di tensione, le prestazioni di un classe A, andando così pure a costituire una potenziale rielaborazione degli amplificatori "stasis"...
Al tempo; ne riparleremo più avanti, senza correre. Al momento è bene portare a termine il progetto da cui siamo partiti. Progetto che, almeno dal mio punto di vista, a questo punto si riduce semplicemente a completare il circuito dello stadio di uscita del JLH 2012 con un adeguato front-end in tensione composto da un VAS e da uno stadio di ingresso differenziale il quale, al di là dei dettagli, non si differenzierà in nulla rispetto a quelli utilizzati in migliaia di altri amplificatori utilizzanti stadi di uscita più convenzionali.
Come si può ben capire, questo è un approccio che alla fine del JLH originale non lascerà in piedi quasi nulla e che da qualcuno potrebbe pure essere preso come un "tradimento". Pazienza! Non si può avere la botte piena e la moglie ubriaca: anche per l'elettronica vale la regola che ogni progresso in qualcosa non solo lo va a sostituire ma in parte anche a cancellarne le origini. In appendice vedremo però anche se e come sia possibile salvare qualcosa dell'originale e con esso, inevitabilmente, anche una parte dei suoi difetti. Per ora rimaniamo sulla prima parte.

JLH 2012  - Schema elettrico del finale, completo del suo alimentatore (riferito a un solo canale)

Lo schema del finale è composto da tre sezioni nettamente distinte: 1) il VAS imperniato sul TL071, trapiantato di peso dal circuito di ingresso dell'amplificatore per cuffia che presentai sul numero 148 di Costruire Hi-Fi, dell'agosto 2011; 2) un inseguitore di tensione composto da due finali complementari MJL4302 e MJL4381 pilotati in un arrangiamento "simil-Bryston" da un unico BD137 usato come pilota; 3) una coppia di MJL4381 connessi in parallelo che, insieme al differenziale che li pilota tramite un altro BD137, costituiscono il servoregolatore di corrente.
Il servoamplificatore di corrente lavora come tale soprattutto al di sotto dei 2.5 kHz, dove interviene fornendo attivamente corrente al carico al posto dell'inseguitore di tensione (che in questa banda lavora praticamente a corrente costante con variazioni di più o meno 50 mA contro una corrente di riposo di oltre 2 ampere), mentre a partire da detta frequenza cede gradualmente il controllo della corrente di uscita all'inseguitore di tensione che ritorna così a lavorare in modo parzialmente "classico" (inseguitore di tensione caricato da generatore statico di corrente) in una banda di frequenze dove comunque le escursioni di segnale e le conseguenti richieste di corrente e potenza sono ormai piuttosto ridotte. La ragione di questa limitazione di banda passante è unicamente legata all'esigenza di prevenire instabilità e inneschi che risulterebbe letali sia per gli altoparlanti che per gli stessi finali.
L'intero finale prevede due punti di regolazione: il più importante, nel circuito di controllo del servoregolatore, è il trimmer da 2.2 kohm che serve a fissare la corrente di riposo che scorre nella resistenza da 0.22 ohm che funge da "sensore" della corrente di uscita e di conseguenza anche la corrente di riposo dell'intero stadio di uscita. Il secondo punto di regolazione, costituito dal trimmer da 470 ohm incluso nel circuito di base del MJL4302, serve invece a equilibrare la distribuzione delle correnti tra questo finale e il suo compagno nel circuito dell'inseguitore in modo che a riposo siano attraversate grossomodo dalla stessa corrente (questa regolazione è invece assente nella coppia di MJL4381 che costituisce lo stadio di uscita del servoregolatore in quanto all'equipartizione della corrente di riposo su entrambi i transistori provvedono già le resistenze di emettitore da 0.47 ohm, che andranno di conseguenza scelte per essere di identico valore - di passata il trimmer da 470 ohm andrà regolato in modo tale che sulla resistenza da 0.47 ohm in serie all'emettitore del PNP MJL4302 si legga grossomodo la stessa caduta di tensione rilevabile su una qualsiasi delle due resistenze da 0.47 ohm presenti nello stadio servoregolatore
L'alimentatore per questo finale andrà assemblato in modo che ciascun canale sia alimentato indipendentemente; la ragione di ciò non sta in una fantomatica miglior separazione rispetto ad un alimentatore singolo ma piuttosto nel fatto che, essendo in un amplificatore in classe A i condensatori di alimentazione e i ponti raddrizzatori continuamente sotto forte stress, è opportuno distribuire e "spalmare" quanto più possibile lo sforzo, A tale scopo ogni amplificatore dovrà essere alimentato da un ponte da 10 ampere reali e filtrato con tre condensatori in parallelo da 4700 uF, 63 volt di lavoro. I quasi 15.000 uF risultanti di filtro per ciascun finale non dovranno essere IN NESSUN CASO sostituiti da un solo condensatore della stessa capacità in quanto questi andrebbe rapidamente incontro a problemi di affidabilità causati dal surriscaldamento interno generati dagli intensi e continuati picchi di ricarica richiesti dall'erogare continuativamente due ampere in continua per ciascun canale. Il trasformatore di ciascun canale dovrà essere in grado di erogare con continuità 30-32 volt efficaci e 6 ampere, per una potenza di servizio di circa 200 VA.

Come tutti i classe A, anche questo si presta all'adozione di un'alimentazione induttiva utile soprattutto a smorzare i picchi di ricarica dei condensatori e ad allungare di parecchio la vita dell'intero alimentatore (fusibili compresi). In questo caso però Il prezzo da pagare è l'uso di un trasformatore in grado di tirar fuori sul secondario circa 45-50 volt efficaci anziché i 30-32 richiesti ad un'alimentatore convenzionale; un prezzo però controbilanciato dal fatto che il trasformatore può essere scelto di potenza molto inferiore: 120-150 VA contro i 200-250 VA richiesti da un alimentatore a filtraggio capacitivo. D'altra parte va anche tenuto conto, nell'intera operazione, che quanto risparmiato sul costo del trasformatore va a travasarsi in pieno nel costo degli induttori di filtro che, dovendo essere previsti per lavorare con almeno 3 ampere in continua, vanno fatti avvolgere ad hoc. Occorre insomma soppesare bene i pro e i contro di questa strada.

Dove invece la scelta è più vincolata da motivazioni tecniche è l'adozione di una alimentazione singola al posto della duale. Mentre questa infatti può essere una scelta obbligata a potenze di uscita molto elevate a causa dell'alto costo che hanno i condensatori di accoppiamento all'altoparlante di capacità e tensione di lavoro elevata, questo vincolo non ha più molto senso quando si lavori con tensioni di alimentazione totali inferiori ai 50-60 volt. A fronte di qualche euro in più di spesa rispetto all'alimentazione duale, l'alimentazione singola porta in dote una migliore reiezione ai disturbi di alimentazione e una sua più robusta tenuta al salire della frequenza di lavoro dell'amplificatore, soprattuto quando, come in questo caso, ci si è appoggiati ad un amplificatore operazionale per allestire il VAS, a cui peraltro in questo caso è stato dedicato un alimentatore ad hoc di tipo shunt. Oltre a questo offre naturalmente una protezione intrinseca degli altoparlanti in caso di bruciatura dei finali, che altrimenti richiederebbe un ciruito dedicato alla protezione del carico.

Il progetto - Il circuito stampato

Qui di seguito è visibile sia la traccia per il circuito stampato lato rame sia la disposizione dei componenti sul lato in cui questi vanno montati. Da questo circuito è stato volutamente escluso l'alimentatore che andrà montato tramite pagliette e conduttori di grosso spessore (almeno 2 millimetri). Il ponte raddrizzatore andrà tassativamente montato sul telaio per consentirne il raffreddamento.

JLH2012 - Circuito stampato lato componenti - La resistenza d'ingresso "senza nome"
sotto il piccolo ponticello rosso in basso a sinistra è da 180 kohm

JLH2012 - Circuito stampato lato rame - Dimensione effettiva: 9 x 10 cm (b x h)

Per quanto riguarda i transistori finali occorre tener conto che ciascun canale, settato a 3 ampere continui (la corrente utile per poter lavorare con tranquillità a piena potenza su carichi da 8 ohm soltanto nominali - 5 ohm minimi resistivi), dissipa la bellezza di 130 watt a riposo che andranno ripartiti tra i quattro finali (ciascuno dei quali si ritroverà a boffare quasi 35 watt di calore, fatto che richiede un montaggio meccanico accurato sul dissipatore e soprattutto una capacità di dispersione termica adeguata da parte di quest'ultimo: ipotizzando che tutti e quattro i transistori di potenza siano montati su un unico dissipatore per canale, quest'ultima non dovrà avere una resistenza superiore agli 0.5 °C/W; nel caso non vi siano preclusioni di principio al loro uso, consiglio vivamente l'adozione di una buona ventola da 12 Vcc facilmente reperibile presso i rivenditori di materiale per computer che, al prezzo di un modesto incremento del rumore di fondo, può arrivare a ridurre drasticamente le dimensioni del dissipatore al punto da rendere sufficiente per entrambi i canali un radiatore che altrimenti potrebbe servire uno solo dei due canali.
Sempre rispetto ai possibili problemi termici, sulla traccia dello stampato sono previsti gli spazi per inserire in serie alle basi dei finali dell piccole resistenze da  4.7 ohm che, nel caso la corrente di riposo tendesse a distribuirsi in modo troppo diseguale tra i due partner di ciascuna coppia, può aiutare a migliorarne l'equilibrio, mentre invece la stabilità della corrente totale dello stadio di uscita è comunque assicurata dal servoregolatore di corrente.

Qualcosa per i nostalgici "duri e puri"...
 
Come già più volte asserito, questo amplificatore dal JLH originale ne ha tratto solo gli spunti concettuali su cui svilupparsi per poi proseguire sulla propria strada. Difficilmente quindi potrà accontentare i fan "duri e puri" del JLH originale per i quali comunque alcune alternative al rimanere inchiodati per l'eternità al JLH del 1969 ci sono e, nell'insieme, possono costituire un ragionevole compromesso tra conservazione dei pregi dell'originale e una discreta limitazione dei suoi difetti che lo rendevano un potenziale "disastro annunciato".
Una prima importante osservazione è che i transistori di uscita possono essere qualsiasi, al limite anche dei MOSFET di potenza (usati però nella topologia JLH originale e non nella versione che ne ha tratto Pass che, semplicemente, con il JLH non ha alcunché a che fare tranne, a malapena, il nome): non sono loro a decidere il modus operandi dello stadio di uscita ma proprio la topologia di quest'ultimo. La migliore opzione possibile rimane comunque quella di utilizzare transistori di uscita bipolari di potenza di concezione moderna a beta costante che, eliminando uno dei due principali generatori di distorsioni (le variazioni del beta) consentono di concentrare le proprie risorse sull'obiettivo di rendere effettivamente ininfluente il secondo fattore - la non linearità della transconduttanza gm - rendendo così fattibile la concretizzazione di uno stadio di uscita praticamente privo di distorsioni ma ancora effettivamente riconoscibile come discendente diretto del JLH originale.

In realtà almeno a uno dei difetti del JLH originale (l'indefinitezza della corrente di riposo dei transistor di uscita e la sua regolazione, aveva già trovato una soluzione lo  stesso Linsley-Hood nella versione che pubblicò nel 1996:


Il John Linsley Hood nella versione pubblicata nel settembre 1996 su Electronics World.
Una soluzione semplice e funzionale (costituita da R10 da 0,33 ohm, dal transistor TR5 e dal suo circuito di polarizzazione) il cui principale obiettivo era risolvere un problema andando a modificare il meno possibile il circuito originario, cosa che potrebbe essere vista come una implicita ammissione che, oltre 26 anni dopo la pubblicazione della versione originale, l'autore forse non ne aveva ancora ben compreso la natura del modus operandi del suo stesso circuito. In questa nuova versione del JLH, se i problemi relativi all'affidabilità e ai pericoli di valanga termica presenti nella versione originale si possono ritenere superati, lascia però pienamente operanti tutti gli altri.
Inoltre la soluzione di passare all'alimentazione duale continuando a mantenere il transistor di ingresso in single-ended alimentandolo in qualche modo per aggirare i problemi che inevitabilmente ne conseguono appare un problema aggiuntivo del tutto gratuito che si poteva risolvere egregiamente sia mantenendo l'alimentazione singola e il condensatore di uscita, sia sostituendo il transistor in single-ended all'ingresso con un onesto differenziale che, oltre a fornire prestazioni migliori, avrebbe pure evitato di ricorrere a soluzioni inutilmente cervellotiche rese necessarie unicamente dal suo NON impiego. Anche questo va ad incrementare di numero i già molti indizi che segnalano come John Linsley Hood, nonostante ci tenesse a questo amplificatore (altrimenti non lo avrebbe "rinfrescato" dopo così tanto tempo passato dalla prima proposta), non avesse ancora potuto affrontare un'analisi circuitale sistematica del suo funzionamento e che pertanto, nel dubbio, cercasse di apportare il minimo di cambiamenti possibili sia al circuito sia soprattutto alla sua topologia per non intaccarne la timbrica.
Aveva però, nel modificare l'esistente il meno possibile, le sue buone ragioni da vendere: non appena nel Linsley Hood classico si eleva il guadagno ad anello aperto a livelli anche appena sufficienti a fornire un tasso di retroazione idoneo ad apportare migliorie significative alle prestazioni del circuito, "l'effetto Linsley Hood" semplicemente SPARISCE, trasformando il generatore di corrente attivo in un quasi  normale generatore di corrente statico uguale a tanti altri che vengono utilizzati per caricare l'uscita di un inseguitore di tensione. Detto in altro modo: l'effetto si manifesta in maniera apprezzabile SOLTANTO se si usa un VAS con un guadagno intrinseco di tensione piuttosto basso e, finché si resta nell'ambito del circuito classico proposto nel 1969, l'esigenza di ottenere un elevato tasso di retroazione per diminuire le distorsioni ed elevare la SVR del circuito fa direttamente a pugni con quella di conservare il particolare modus operandi del suo stadio d'uscita.

La questione che ora si pone è: conservando la topologia dello stadio di uscita originale del Linsley Hood è possibile definire un circuito che metta d'accordo queste esigenze altrimenti in conflitto? La risposta è SI e richiede in pratica nient'altro che di separare le funzioni di VAS e di pilota dello stadio di uscita destinandole a due circuiti distinti e relativamente indipendenti tra loro. La soluzione non sarà mai quella ottimale conseguibile con il JLH2012 ma, senza stravolgerne (troppo) la natura, sarà di gran lunga migliore di quanto ottenibile in precedenza sia dal JLH originale del 1969, sia dalla variante proposta dal suo autore nel 1996.

Quello che noi faremo qui è però un passo più modesto ed entro certi limiti anche più comprensibile a chi, abituato a riconoscere il Linsley Hood come un ampli caratterizzato da una certa struttura circuitale, non lo riconoscerebbe incorporato in una struttura differente. E già così, come è possibile constatare dallo schema sottostante, la digestione si preannuncia "difficile" soprattutto per i tanti "spiriti semplici" che popolano il mondo audio... ;-)


Il JLH 1996 in una versione "leggermente" riveduta e corretta
Lo schema qui visibile è decisamente più "popolato" del JLH originale e per un ottimo motivo: se si vuole conservare il comportamento del circuito originale occorre assicurarsi che il VAS  abbia un guadagno intrinseco abbastanza contenuto (il guadagno ad anello aperto dell'intero amplificatore è pari a 250 volte, 48 dB, addirittura inferiore a quello proprio del JLH 1969 con) con la conseguenza che i problemi la cui soluzione è normalmente delegata alla retroazione (linearità ed SVR innanzitutto) devono qui essere risolti direttamente in altri modi.
Che non sono poi tantissimi: il problema della linearità dell''amplificatore si può risolvere aumentando la linearità dei singoli stadi (anzitutto il VAS che vede l'impiego di un Sziklay invertito uscente di emettitore) mentre invece la SVR può essere mantenuta ad un livello decoroso (in questo caso 65 dB) soltanto adottando un'alimentazione singola che permetta di isolare dinamicamente dall'alimentazione la parte del circuito che tratta direttamente il segnale. Un livello decoroso che però ancora non rende del tutto superflua la presenza non tanto di uno stabilizzatore quando almeno di un filtro attivo, tipo i cosiddetti "Virtual Batteries"). 
L'amplificatore infatti esibisce, pur contenuta al di sotto dei 90 dB - 0.003% - una distorsione generata per intermodulazione con le spurie presenti sull'alimentazione già ben visibile nel fondo delle simulazioni dello schema soprastante in cui, tra le altre cose, si è inserito anche l'essenziale di un alimentatore reale proprio per ottenere risultati più realistici di quelli ottenibili assegnando alle alimentazioni i generatori di tensione ideali di SPICE. 
In questo schema, approfittando anche della relativa velocità dei finali e del fatto che lavorano effettivamente in classe A (quindi sfruttando in pieno tutta la loro banda passante), si è suddivisa la compensazione in tre componenti: una parte fissa (CDM3 da 3.3 nF) e due dinamiche (CDM1 e CDM2 da 1 nF) che, nell'insieme consentono all'amplificatore di mantenere  una banda ad anello aperto di circa 8 kHz con un guadagno ad anello aperto pari a 522 volte (54 dB), quasi 1.4 volte superiore a quella del JLH originale. Il guadagno ad anello chiuso è invece pari a 22.4 volte (27 dB), praticamente la radice quadrata del guadagno ad anello aperto che ne suddivide in due parti identiche il guadagno utile ad anello chiuso e la riserva confinata nel guadagno di anello. Le distorsioni stimate dal simulatore, con 10 volt di picco su 10 Ohm nominali (i 2/3 della massima tensione di uscita di picco) corrispondenti a 5 watt (cosiddetti) RMS (poco meno della metà della massima potenza di uscita su 10 ohm  - 11 watt che diventano 14 watt su 8 ohm nominali e oltre 20 su 4 ohm), ammontano ad anello aperto a circa 0.25% a 10 kHz e 0.07% a 1 kHz - La distorsione di intermodulazione stimata dal simulatore con le spurie di alimentazione sono all'incirca, nelle stesse condizioni operative e sempre ad anello aperto, cinque-sei volte inferiori ai corrispondenti valori di distorsione armonica.
L'amplificatore ha due punti di regolazione: TRQ1, rappresentata da una resistenza fissa da 560 ohm ma che è in realtà un trimmer da 1 kohm, e TRG1, sempre rappresentata da una resistenza fissa da 10 kohm quando in realtà è costituita da un trimmer da 22 kOhm o anche se occorre un'escursione più ampia di valori, di 33 kohm. Il primo dei due trimmer serve a regolare la corrente di riposo dello stadio di uscita in un valore compreso tra 0 e un massimo di 4 ampere (corrispondenti a 50 watt di dissipazione per finale ottenibili soltanto utilizzando una ventola di raffreddamento). La corrente di riposo nominale va effettivamente regolata per un valore compreso tra i 2 e i 2.5 ampere, corrispondenti a 30-35 watt dissipati per ciascun transistor, il massimo dissipabile senza far uso di ventole.
La funzione del secondo trimmer è invece quello di regolare il guadagno in tensione del solo VAS in modo tale che l'effetto "Linsley Hood" si verifichi in proporzioni accettabili. La taratura di questo trimmer richiede un oscilloscopio a doppia traccia in cui visualizzare contemporaneamente le variazioni di corrente sugli emettitori dei transistori di uscita "bassi" e quelle sugli emettitori dei transistori di uscita "alti" che dovrà, compatibilmente con le capacità di corrente richieste dal carico alla parte dello stadio di uscita, essere quanto più possibile minimizzata.

Di quest'ultima versione non sarà per il momento proposto alcun circuito stampato ma soltanto offerto come spunto di progetto per eventuali interessati. Non essendo affatto banale da portare a termine, viene lasciato privo di ulteriori indicazioni proprio per evitare che vi si "buttino" eventuali principianti che, non in possesso delle necessarie conoscenze per portarlo a termine per proprio conto, si ritroverebbero alla fine con un inutile (e costoso) rottame. L'eventuale prosieguo di quest'ultimo spezzone di progetto dovrà essere portato avanti (anche, entro certi limiti, con la mia assistenza) solo da hobbysti esperti e in grado di procedere autonomamente con lo sviluppo del progetto in questione.

Noi proseguiamo oltre... ripartendo dal JLH2012 di cui, in un prossimo articolo ne esamineremo una versione che, funzionando nella "solita" classe AB, potrà essere portata ai livelli di eccellenza di un classe A senza però divenire anche una stufa come i classe A naturalmente non possono fare a meno di essere.

Grazie per la pazienza di aver letto tutto questo "papiro" fino alla sua conclusione.


Piercarlo Boletti
(Milano, 25 novembre 2012)


NOTE ------------------------------------------------------------------------


(I) Il "praticamente costante" è interamente dovuto al fatto che, nella realtà, il transistor che funge da generatore di corrente costante ha un'impedenza di collettore finita che, per i finali di potenza, non è neppure particolarmente elevata: variazioni della corrente Ic con la tensione VCE dell'ordine del 5-10 per cento sono piuttosto comuni e peggiorano sensibilmente all'aumentare della corrente di lavoro.

(II) Questi arrotondamenti non sono degli insulti alla matematica o peggio ancora all'aritmetica ma soltanto degli arrotondamenti pratici dovuti al fatto che, stante la limitata precisione e ripetibilità con cui è possibile conoscere i reali parametri di lavoro di un circuito, non ha alcun senso perdere tempo in bizantinismi numerici che lascerebbero soltanto il tempo che trovano.


(III) Per comodità riportiamo qui di seguito la Eqn 02 riveduta PER IL SOLO JLH che permette di calcolare il massimo guadagno di tensione risolvendo una sola equazione:


Come si vede, la sola differenza rispetto a Eqn 02 è che il numeratore è stato elevato al quadrato.

(IV) Buon ultimo, nulla vieta di utilizzare, per i due transistori di uscita, quello che si ritiene più idoneo allo scopo o anche di utilizzare per uno un bipolare e per l'altro un MOSFET; questo perché i due transistori di uscita sono in effetti i transistori di uscita di due amplificatori diversi specializzati uno come amplificatore di tensione e l'altro come amplificatore di corrente.



L'amplificatore è stato (finalmente!) collaudato in prima accensione il 6 gennaio 2014.
Come amplificatore audio funziona perfettamente; successivamente verranno condotte
indagini pratiche sull'andamento del suo principio di funzionamento
("active current dumping") e la sua effettiva aderenza alle simulazioni di progetto.